第一篇：snubber電路總結
電阻的用法
一、RC-SNUBBER電路
Snubber電路中文為吸收電路。公司的板子上，其最常應用場合如下圖所示。
VCC5R3918.2K 1%1000PF 50V+CE33220uF 10V+CE34220uF 10VC3522uF 25V1C3622uF 25V1C370.1uF 16V1C404DQ14FDD88801GR440Ω 5%UGATE_UES43L411.7uH,13A,DCR6.36mΩ2MAX:11AOCP:13A+CE35470uF 4V+CE36470uF 4VC45C461VCC1_8DDRDLGATE_UEQ15FDD88961R462.2Ω 5%R48C481000PF 50VR492.21K 1%11GSC4710uF 16V22uF 25V110.1uF 16VX_10K 1%C49X_0.01uF 25VC52UD_COMPR50112PF 50V133K 5%C540.01uF 50V3R511.78K 1%
為了便于說明問題，將上圖簡化。
實際的沒有snubber的電路中各點的波形如下圖所示。
從上圖的波形即客觀現象表明在PHASE點會出現電壓尖峰。這種尖峰會對L-MOS造成威脅，根據電源組同事的觀察，有些板子的L-MOS經常燒壞或壽命大幅縮短，就是PHASE點電壓尖峰造成的。實際測量沒有SNUBBER的PHASE點波形如圖所示（上圖紅圈內的波形放大）。
造成電壓尖峰及其危害的原因是什么呢？為了更嚴謹更準確說明電路的工作情況設想模型如下。
上圖分別是電路中寄生電感和MOS管極間等效電容的示意圖。簡化之后如下圖。
+vI寄生電感儲能大電感PHASEMOS管的等效電容濾波電容負載-線路上的等效電阻
上圖虛線框內的是PHASE后的線路，由于有儲能大電感的存在，瞬時變化的電流I不能通過進入虛線框內。所以對瞬時（高頻）電壓電流而言，其路徑只能是通過L-MOS。為了驗證這種設想的真實性，本文建立仿真模型進行驗證。
2VL12n1V1 = 0V2 = 5TD = 30nsTR =TF =PW =PER =V1VI500p0R10.10V0
電壓源是一個上升沿模仿H-MOS導通的動作。電容模仿L-MOS的等效電容大概有500pF。
0V電感模仿電路上的寄生電感。電阻模仿線路上的等效電阻。仿真波形如下。紅色為PHASE點電壓，黃色為PHASE點電流，綠色為輸入電壓。
和實際沒有snubber電路的PHASE點波形比較。可以發現兩者在波形特征是很相似的。所以可以基本認為，設想的模型是能說明問題的。
分析產生電壓尖峰的原因。將上圖放大。得下圖。紅色為PHASE點電壓，黃色為PHASE點電流，綠色為輸入電壓。
時間段1（30ns~A）：H-MOS管導通，5V電壓輸入。寄生電感中的電流以正弦波的形式增大。同時這個增大的電流給L-MOS的等效電容充電，使得PHASE點的電壓上升。
時間段2（A~B）：當PHASE點電壓達到5V時，則寄生電感兩端的電壓開始反向。但寄生電感中的電流不能瞬變，而是以正弦波的形式減小。這時這個減小的電流也在給L-MOS的等效電容充電，使得PHASE點的電壓繼續上升。
時間段3（B~C）：當寄生電感中的電流減小到0時，L-MOS的等效電容剛好充電到最多的電荷形成PHASE點的電壓極大值。此時PHASE點的電壓大于輸入電壓，則電容開始放電PHASE點電壓開始減小，電感的電流反向開始增大。
時間段4（C~D）：當PHASE點電壓減小到5V時，電感兩端的電壓有反向了，電流（標量）開始減小，電容中的點放完，但由于電感中的電流還存在，電容被反向充電。PHASE點電壓繼續下降。
綜上所述，電壓尖峰是由于寄生電感不能瞬變的電流給L-MOS等效電容充電造成的。而振蕩是由于電感和電容的諧振造成的。實際電路中多余的能量大部分是由L-MOS的內阻消耗的。這部分多余的能量等于PHASE點電壓為5V時，電流在電感中對應的電磁能。由于等效電容很小，所以多余能量（電荷）能夠在電容兩端造成較大的電壓。所以減小電壓尖峰的方法是減小流入等效電容的電荷數量。對于振蕩則可以選擇阻尼電阻一方面減少振蕩次數，一方面減小L-MOS的消耗能量。
因此設計出了snubber電路。如圖所示。+v寄生電感PHASEIMOS管的等效電容Snubber電阻線路上的等效電阻-Snubber電容
RC-snubber電路從兩個方面去解決電壓尖峰的問題。
1、對PHASE點電壓等于輸入電壓時的電感電流分流，這樣使得流入L-MOS等效電容的電流大大減小。而snubber電容的容值選取較大，吸收了多余的能量后產生的電壓不會太大。這樣使得PHASE點的電壓尖峰減小。
2、RC中的電阻起到阻尼作用，將諧振能量以熱能消耗掉。仿真結果如下
2VL12n1R2I2.2V1 = 0V2 = 5TD = 30nsTR =TF =PW =PER =V1VI3000p500p0R10.10V0
紅色為PHASE點電壓，黃色為PHASE點電流，綠色為輸入電壓。天藍色為snubber分流的電流。
0V0V0V
所以RC-snubber電路的好處有：
1、增強phase點的信號完整性。
2、保護L-MOS提高系統可靠性。
3、改善EMI。壞處：
1、PHASE點電壓等于輸入電壓時需要更多的能量，所以在每次開關時都要消耗更多的能量，降低了電源轉換效率。
2、RC選取不好就會起反作用。
Snubber電路的位置選擇。大家都知道snubber電路的擺放應該靠近PHASE點。但是有一個細節很有意思。看下圖。
圖中的寄生電感共4個，給L-MOS造成影響的是上面3個，snubber電路接在PHASE點上。現在有兩個問題
1、H-MOS管的等效電容也應該有相似的電壓尖峰效應怎么辦？
2、snubber電路無法保護第三個寄生電感的造成的過壓，可是為什么實際上的吸收效果卻很好？
解釋上面的問題，可以看一下這里用的MOS管封裝便可知道。
在電容總結里講過，寄生電感主要分布在引腳和走線上。在電源線路的PCB走線是又寬又短的，所以這里的寄生電感主要來源于引腳封裝。MOS管的漏極寬大的設計就是為了能夠減小寄生電感（當然也可以利于散熱），而源極寄生電感在正向導通時不會對MOS管的等效電容造成威脅。
Snubber器件的選取。
首先是電容，snubber電容的作用是為L-MOS等效電容分流而不產生大的過壓，所以選取的容值要大于等效電容。但是它使得PHASE點電壓等于輸入電壓時需要更多的能量，所以太大會降低電源的轉換效率。這里需要折中考慮。
下面是EC4-1811上1.8V的BUCK電路snubber電路的實驗。如圖所示。
上圖的snubber電路PHASE點波形（黃色）容值1000pF，電阻2.2歐姆。和沒有snubber電路的PHASE點波形（白色）的比較。顯然振蕩減小了，可是電壓尖峰去除的效果不好。所以我們將電容增大。
上圖PHASE點波形（黃色）容值2000pF，電阻2.2歐姆。和沒有snubber電路的PHASE點波形（白色）的比較。和上圖比較電壓尖峰去除的效果好了一些。再增大電容。
上圖PHASE點波形（黃色）容值3000pF，電阻2.2歐姆。和沒有snubber電路的PHASE點波形（白色）的比較。和上圖比較電壓尖峰去除的效果又好了一些。再增大電容。
上圖PHASE點波形（黃色）容值4000pF，電阻2.2歐姆。和沒有snubber電路的PHASE點波形（白色）的比較。和所以上圖比較電壓尖峰去除的效果最好。波形較理想。
電阻的選取。Snubber電阻的作用是阻尼作用。選小了，則PHASE點振蕩會不容易消除。選大了，則會阻礙snubber電路吸收電流的能力，使得等效電容承受的電流增加，增大PHASE點的電壓尖峰。下面是具體實驗。電容都是4000pF，電阻分別是0；2.2；5；10。
上圖是2.2歐姆的PHASE點波形。
上圖是5歐姆的PHASE點波形。
上圖是10歐姆的PHASE點波形。
從實驗可以很清楚的看出snubber電阻取得大了會使snubber電路的功能喪失。其次，關于L-MOS內肖特基二極管的問題。如下圖。
PHASE肖特基二極管body二極管0.7V管壓降0.3V管壓降
在H-MOS關斷到L-MOS打開的死區內。續流是通過L-MOS旁并聯的肖特基二極管實現的。負壓尖峰是由于瞬時電流對L-MOS反向充電造成的。大概持續了25ns的-0.7V是因為肖特基二極管沒有導通，電流從L-MOS的體內二極管通過的管壓降。之后的-0.3V左右的負壓是因為肖特基二極管導通的管壓降造成的。之后L-MOS導通，管壓降幾乎為0。
回顧之前的MOS總結，L-MOS往往兩個并聯的目的除了減小導通電阻外，還有減小電壓尖峰（正；負）對L-MOS管的損傷，同時還起到備用的作用。
第二篇：電路計算題總結
2.圖示電路中，已知：US1=100V，US2=80V，R2=2?，I=4A，I2=2A，試用基爾霍夫定律求電阻R1和供給負載N的功率。
I1R1+U－S 19.某感性電路施加一正弦交流電壓u?2202sin314tV，.RI2+I有功功率P＝7.5kW，無功功率Q=5.5kvar。求：(1)電路的功率
因數?;(2)若電路為R，L并聯，R，L值為多少? N2(1)tan??QP?0.73PSo ??36.25
US 2.－ I1=2A
??cos??(2)R??0.81
22023
由KCL定律I1?I2－I=0
U2由KVL定律R1I1－R2I2?US2－US1=0 R1=12?
P?7.5?10?6.45?
供給負載N的功率P＝I(US2－R2I2)=304W
3.圖示電路中，已知：US1=15V，US2=30V，R1=0.5?，R2=0.2?，R3=2?，R4=3?，R5=4?。用電源等效變換法求電流I。
XL?U2Q?220235.5?10?8.8?
IR5.R3.R4..IIS 1RS 1.R1R2.R5++IS 2RS 2U－.S 1U－S 2.原圖
圖中：IS1?US1R?30A RS1?R1//R3?0.4?
1IS2S2?UR?150A RS2?R2//R4?0.19?
2－+－+US 3US 4R6R5I 圖中：US3=RS1IS1=12V US4=RS2IS2=28.5V R6=RS1+RS2=0.59? 8 I?US3?US4R?8.82A
6?R57.圖示電路中，已知:US=15V，IS1=3A，IS2=2A，R1=3?，R2=8?，R3=4?，R4=12?，R5=2?。用戴維寧定理求電流I。
.A.IR5A+II..S 1S 2US...+－IS 1USR3R5－RR4R21R1.....BBA+.I+UAB0US－－R0R1.B
將US支路移開： UAB0=R5IS1=6V R0=R5=2? 化為如下電路：I=UAB0?USR?1.8A
0?R=1L?XL??8.8314?28mH
11.在R，L，C串聯電路中，L=0.5H，若施加
u?70.7sin(100t?30o)V的電源電壓，電路中電流為i?1.5sin100tA。試求電路參數R和C。
Z?70.71.5?47.13?
R?Zcos30o?47.13?32?40.82?
X?Zsin30o?47.13?12?23.57?
XL??L?100?0.5?50?
X?XL?XC XC?XL?X=26.43?
C?13.78?102?X?1?F
C100?26.43?22.圖示電路中，已知：R1=R2=3?，R3=R4=6?，US=27V，IS=3A。用疊加原理求各未知支路電流。
.I2R2.R2I'2I1I..3II'I4I'I3I'I4R31ISR1+R4ISR1RU3R4S..－..解：IS單獨作用時
IR2?R3//R41??R1?R2?R3//R?IS?2A
4I2??IS?I1??1A I3??I4??0.5A
US單獨作用時
R2I“???I2.I”III“13I”I4RR31R4+US.－ I3???USR3?(R1?R2)//R4?3A
I1???I2???I4???1.5A
疊加得：I1=I1'+I1“=3.5A I2=I2'－I2”=－0.5A
I3=－I3'+I3“=2.5A I4=I4'+I4”=2A
23.圖示電路原已穩定，t=0時將開關S閉合。已知：US!=6V，US2=24V，R1=3?，R2=6?，C=0.5?F。求S閉合后的uC(t)。
S+RUS11+uCR2+US2－C－－ uC(0?)?uC(0?)?US1?6 VUS1R2R1?R2US2R1R1?R2?6uC(?)???12 V ?=R1R2R1?R2C?1?10 s
?t
? 6
?106uC(t)?uC(?)?uC(0?)?uC(?)e =12?6et V
第三篇：模擬電路總結
模擬電路總結
一、運算放大器的電路模型
通常：
開環電壓增益
Avo≥105（很高）輸入電阻
ri ≥ 106Ω（很大）輸出電阻
ro ≤100Ω（很小）
vO＝Avo(vP－vN)（V－＜vO＜V＋）
運算放大器的電路模型
理想集成運放
開環電壓增益Avo→∞ 輸入電阻ri →∞ 輸出電阻ro →0
-----虛斷
理想集成運放開環工作時
----稱集成運放工作在非線性區 集成運放引入負反饋
vO＝Avo(vP－vN)（V－＜vO＜V＋）而理想運放
Avo →∞
∴應有vP ? vN----稱工作于線性區
----虛短
1、同相比例放大電路
2、反相比例放大電路
3、求和電路(加法電路)
4、求差電路(減法電路)
（1）利用信號取反求和以實現減法運算
（2）差分式減法電路
5、通用數據放大電路
通用數據放大器，常用于對傳感器輸出微弱信號放大
此電路輸入電阻高、輸出電阻低，且抑制共模信號的能力強
6、積分電路
7、微分電路
二、濾波電路的基本概念與分類
（1）濾波器：一種能使有用頻率信號順利通過，而同時抑制或衰減無用頻率信號的電子裝置。
（2）濾波電路的傳遞函數
（3）幾個術語
通頻帶（通帶）：能夠順利通過的信號的頻率范圍。理想情況：通帶增益為常數, 幅頻響應具有0db衰減 阻帶：受抑制或大為衰減的信號的頻率范圍。
（4）分類
一階有源濾波電路
2.高通濾波電路
RC高通電路+同相比例放大器
3.帶通濾波電路
二階有源濾波電路
1、二階有源低通濾波電路
第四篇：RC電路總結
RC電路在模擬電路、脈沖數字電路中得到廣泛的應用，由于電 路的形式以及信號源和R，C元件參數的不同，因而組成了RC電路的各種應用形式：微分電路、積分電路、耦合電路、濾波電路及脈沖分壓器。關鍵詞：RC電路。微分、積分電路。耦合電路。在模擬及脈沖數字電路中，常常用到由電阻R和電容C組成的RC電路，在些電路中，電阻R和電容C的取值不同、輸入和輸出關系以及處理的波形之間的關系，產生了RC電路的 不同應用，下面分別談談微分電路、積分電路、耦合電路、脈沖分壓器以及濾波電路。
1.RC微分電路
如圖1所示，電阻R和電容C串聯后接入輸入信號VI，由電阻R輸出信號VO，當RC 數值與輸入方波寬度tW之間滿足：RC< 在t=t1時，VI由0→Vm，因電容上電壓不能突變（來不及充電，相當于短 路，VC＝0），輸入電壓VI全降在電阻R上，即VO＝VR＝VI＝V m。隨后（t>t1），電容C的電壓按指數規律快速充電上升，輸出電壓隨之按指數規 律下降（因VO＝VI－VC＝Vm－VC），經過大約3τ（τ＝R × C）時，VCVm，VO0，τ（RC）的值愈小，此過程愈快，輸出正 脈沖愈窄。 t=t2時，VI由Vm→0,相當于輸入端被短路，電容原先充有左正右負的電壓V m開始按指數規律經電阻R放電，剛開始，電容C來不及放電，他的左端（正電）接地，所以VO＝－Vm，之后VO隨電容的放電也按指數規律減小，同樣經過大 約3τ后，放電完畢，輸出一個負脈沖。 只要脈沖寬度tW>（5~10）τ，在tW時間內，電容C已完成充電或放電（約需3 τ），輸出端就能輸出正負尖脈沖，才能成為微分電路，因而電路的充放電時間常數τ必須 滿足：τ＜（1/5~1/10）tW，這是微分電路的必要條件。 由于輸出波形VO與輸入波形VI之間恰好符合微分運算的結果［VO=RC（dVI/dt）］，即輸出波形是取輸入波形的變化部分。如果將VI按傅里葉級展開，進行微分運算的結果，也將是VO的表達式。他主要用于對復雜波形的分離和分頻器，如從電視信號的復合同步脈沖分離出行同步脈沖和時鐘的倍頻應用。 2.RC耦合電路 圖1中，如果電路時間常數τ（RC）>>tW，他將變成一個RC耦合電路。輸 出波形與輸入波形一樣。如圖3所示。 （1）在t=t1時，第一個方波到來，VI由0→Vm，因電容電壓不能突變（VC=0），VO=VR=VI=Vm。 （2）t1 （3）t=t2時，VO由Vm→0，相當于輸入端被短路，此時，VC已充有左 正右負電壓Δ［Δ=（VI/τ）×tW］，經電阻R非常緩慢地放電。 （4）t=t3時，因電容還來不及放完電，積累了一定電荷，第二個方波到來，電阻上的電 壓就不是Vm，而是VR=Vm-VC（VC≠0），這樣第二個輸出 方波比第一個輸出方 波略微往下平移，第三個輸出方波比第二個輸出方波又略微往下平移，…，最后，當輸出波 形的正半周“面積”與負半周“面積”相等時，就達到了穩定狀態。也就是電容在一個周期 內充得的電荷與放掉的電荷相等時，輸出波形就穩定不再平移，電容上的平均電壓等于輸入 信號中電壓的直流分量（利用C的隔直作用），把輸入信號往下平移這個直流分量，便得到 輸出波形，起到傳送輸入信號的交流成分，因此是一個耦合電路。 以上的微分電路與耦合電路，在電路形式上是一樣的，關鍵是tW與τ的關系，下面比 較一下τ與方波周期T（T>tW）不同時的結果，如圖4所示。在這三種情形中，由于電 容C的隔直作用，輸出波形都是一個周期內正、負“面積”相等，即其平均值為0，不再含有 直流成份。 ①當τ>>T時，電容C的充放電非常緩慢，其輸出波形近似理想方波，是理想耦合電路。 ②當τ=T時，電容C有一定的充放電，其輸出波形的平頂部分有一定的下降或上升，不是 理想方波。 ③當τ< 3.RC積分電路 如圖5所示，電阻R和電容C串聯接入輸入信號VI，由電容C輸出信號V0，當RC（τ）數值與輸入方波寬度tW之間滿足：τ>>tW，這種電路稱為積分電路。在 電容C兩端（輸出端）得到鋸齒波電壓，如圖6所示。 （3）t=t2時，VI由Vm→0，相當于輸入端被短路，電容原先充有左正右負電 壓VI（VI 這樣，輸出信號就是鋸齒波，近似為三角形波，τ>>tW是本電路必要條件，因為他是 在方波到來期間，電容只是緩慢充電，VC還未上升到Vm時，方波就消失，電容 開始放電，以免電容電壓出現一個穩定電壓值，而且τ越大，鋸齒波越接近三角波。輸出波 形是對輸入波形積分運算的結果號的變化量。，他是突出輸入信號的直流及緩變分量，降低輸入信4.RC濾波電路（無源） 在模擬電路，由RC組成的無源濾波電路中，根據電容的接法及大小主要可分為低通濾波 電路（如圖7）和高通濾波電路（如圖8）。 (1)在圖7的低通濾波電路中，他跟積分電路有些相似（電容C都是并在輸出端），但 他們是應 用在不同的電路功能上，積分電路主要是利用電容C充電時的積分作用，在輸入方波情形下，來產生周期性的鋸齒波（三角波），因此電容C及電阻R是根據方波的tW來選取，而 低通濾波電路，是將較高頻率的信號旁路掉（因XC=1/（2πfC），f較大時，XC較 小，相當于短路），因而電容C的值是參照低頻點的數值來確定，對于電源的濾波電路，理 論上C值愈大愈好。 (2)圖8的高通濾波電路與微分電路或耦合電路形式相同。在脈沖數字電路中，因RC與脈 寬tW的關系不同而區分為微分電路和耦合電路；在模擬電路，選擇恰當的電容C值，就可以有選擇性地讓較高頻的信號通過，而阻斷直流及低頻信號，如高音喇叭串接的電容，就是阻止中低音進入高音喇叭，以免燒壞。另一方面，在多級交流放大電路中，他也是一種 耦合電路。 5.RC脈沖分壓器 當需要將脈沖信號經電阻分壓傳到下一級時，由于電路中存在各種形式的電容，如寄生電容，他相當于在負載側接有一負載電容（如圖9），當輸入一脈沖信號時，因電容CL的 充電，電壓不能突變，使輸出波形前沿變壞，失真。為此，可在R1兩端并接一加速電容 C1，這樣組成一個RC脈沖分壓器（如圖10）。 (1)t=0+時，電容視為短路，電流只流經C1，CL，VO由C1和CL分壓得到： 但是，任何信號源都有一定的內阻，以及一些電路的需要，通常采取過補償的辦法，如電視 信號中，為突出傳送圖像的輪廓，采用勾邊電路，就是通過加大C1的取值。 求RC電路的放電時間為1分鍾，電壓從9V降到5v.放電電流為300mA左右，選擇最佳的的R值和C值。 RC電路的放電方程是：UC=US*e-t/RC，其中，US=9，UC=5，t=60，代入公式可求出時間常數RC的值，現在關鍵的就是要確定R和C的值了，它只能通過你所要求的放電電路來選擇了，由放電電流公式：I=C*dU/dt，再將此公式代入上面的公式中可得：I=-US*C/RCe-t/RC，將C看成一個未知參數，然后作出I-t曲線，計算出該曲線與直線I=300所圍成的面積，這個積分上下限為t=0-60，去使面積最小的C值就可. 2016--2017第二學期 機械電子專業電路實驗總結 電路是第一門專業基礎課，是以后專業課學習的基礎，電路實驗的目的是加深學生對電路本身的理解，包含對電路本質的分析和各種電氣設備的認識。 本學期開設六個實驗，前三個實驗包含儀器設備使用、基爾霍夫定律、等效變換。屬于電路基本分析方法，RC一階及RLC研究是后續課程常用的電路，功率因數提高涉及到電路理論的應用，并且對市電電壓有個了解。 實驗過程中注重儀器設備的認識和正確操作。實驗過程中發現學生對一些概念的理解也不是很清晰，應加強對學生實驗預習方面的要求。電流表的使用一直是學生不注意的地方，主要是不注意表的量程及連接方法，有時會出現并接時嚴重錯誤，因此在這學期里，加強了對這方面的練習。第五篇：電路實驗總結
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