第一篇：運算放大器設計總結

一． 運算放大器的基本參數

1.開環電壓增益AOL

不帶負反饋的狀態下，運算放大器對直流信號的放大倍數。電壓反饋運算放大器采用電壓輸入/電壓輸出方式工作，其開環增益為無量綱比，所以不需要單位。但是，數值較小時，為方便起見，數據手冊會以V/mV或V/μV代替V/V表示增益，電壓增益也可以dB形式表示，換算關系為dB = 20×logAVOL。因此，1V/μV的開環增益相當于120 dB，以此類推。該參數與頻率密切相關，隨著頻率的增加而減小，相位也會發生偏移。

對于反向比例放大電路，只有當AOL＞＞R+Rf時，Vo=-Rf/RVi才能夠成立。

2.單位增益帶寬B1（Gain-Bandwidth Product）

開環電壓增益大于等于1（0dB）時的那個頻率范圍，以Hz為單位。它將告訴你將小信號（～±100mV）送入運放并且不失真的最高頻率。在濾波器設計電路中，假定運放濾波器增益為1V/V，則單位增益帶寬大于等于濾波器截止頻率fcut-off×100。

3.共模抑制比CMRR 差分電壓放大倍數與共模電壓放大倍數之比，CMRR=|Ad/Ac|。共模輸入電壓會影響到輸入差分對的偏置點。由于輸入電路內部固有的不匹配，偏置點的改變會引起失調電壓改變，進而引起輸出電壓改變。其實際的計算方法是失調電壓變化量比共模電壓變化量，一般來說CMRR=ΔVos/ΔVcom，TI及越來越多的公司將其定義為CMRR=ΔVcom/ΔVos。在datasheet中該參數一般為直流參數，隨著頻率的增加而降低。

4.輸入偏置電流Ibias 輸入偏置電流被定義為：運放的輸入為規定電位時，流入兩個輸入端的電流平均值。記為IB。為了運放能正常的工作，運放都需要一定的偏置電流。IB=(IN+IP)/2。

當信號源阻抗很高時，就必須關注輸入偏流，因為如果運放有很大的輸入偏流，就會對信號源構成負載，因而會看到一個比預想要低的信號源輸出電壓，如果信號源阻抗很高，那么最好使用一個以CMOS或者JFET作為輸入級的運放，也可以采用降低信號源輸出阻抗的方法，就是使用一個緩沖器，然后用緩沖器來驅動具有很大輸入偏流的運放。

在雙級輸入級的情況下，可以使用對失調電流進行調零的方法，就是使從兩個輸入端看到的阻抗相互匹配。在CMOS和JFET輸入電路的情況下，一般來說，失調電流不是問題，也沒有必要進行阻抗匹配了。

5.輸入失調電流Ios 當運放的輸出端置于規定電位時，流入運放兩個輸入端的電流之差的絕對值。IOS=|IN-IP| 6.電源抑制比PSRR 電源電壓的改變量與由此引起的輸入失調電壓改變量之比的絕對值，單位是dB。對于雙電源運放，PSSR=ΔVcc±/ΔVos±。PSSR隨著頻率的增加而下降。開關電源產生的噪聲頻率從50kHz到500kHz或更高，在這些高頻下，PSSR的值幾乎為零，所以，電源上的噪聲會引起運放輸出端上的噪聲，對此必須使用恰當的旁路技術。

7.輸入阻抗Ri 當任意一個輸入端接地是的兩個輸入端之間的DC電阻，當信號源阻抗很高時，輸入阻抗就成為一個設計要點，因為輸入電路是信號源的負載。

8.輸出阻抗Ro 運放工作在線性區時，輸出端內部的等效小信號阻抗。用于軌對軌輸出的運放，比射級跟隨器輸出級有較高的輸出阻抗。

當使用軌對軌運放來驅動重負載時，輸出阻抗成為一個設計要點，如果負載主要是電阻性的，那么輸出阻抗所限制的是運放的輸出電壓可以多近的接近電源電壓。如果負載是容性的，那就會產生額外的相移，使相位裕度變壞。

9.增益帶寬積GBW 開環電壓增益與該增益的測試點頻率的乘積，單位Hz，該參數與B1相似，B1規定為運放的增益等于1的那個頻率點，而GBW規定為運放在一個頻率點上的增益帶寬積，但這個頻率點可以不同于B1。

10.擺速/壓擺率SR 由輸入端的階躍變化所引起的輸出電壓的變化速率，單位是V/S。運放的SR參數等于它可以傳遞的信號擺速的最大值。它反映的是一個運算放大器在速度方面的指標，表示運放對信號變化速度的適應能力，是衡量運放在大幅度信號作用時工作速度的參數。當輸入信號變化斜率的絕對值小于SR時，輸出電壓才按線性規律變化。信號幅值越大、頻率越高，要求運放的SR也越大。

一般來說，壓擺率高的運放，其工作電流也越大，亦即耗電也大的意思。但壓擺率卻是高速運放的重要指標。當運放在傳遞信號時，如果要求不會因為SR太慢而使信號失真，那么，放大器的擺速必須至少等于信號的最大擺速。可以提供最快SR的運放是電流反饋運放。設計準則是：SR≥2πVout p-p×Vcut-off。Vout p-p是在Vcut-off頻率以下的電壓峰-峰的期望擺幅值。

處理交流信號的話，增益帶寬積(GBP)和轉換速率(SR)是主要考慮的指標。

處理直流或低頻信號的話，就要主要考慮失調電壓和失調電流。

11.輸入失調電壓Vos 使輸出電壓為零時，需要加在兩個輸入端之間的DC電壓。雙極輸入級要比CMOS或JFET輸入級有較低的失調電壓。Vos是一個折算到輸入端的參數，這個電壓將被電路的正的閉環增益所放大。如果電路需要DC精度，那么Vos是必須要關注的。

12.輸入失調電壓長期漂移參數

輸入失調電壓的改變量與時間改變量之比，通常指一個月內的平均值，單位是V/month。

13.輸出電壓擺幅Vo 當運放用雙極性電源工作時，可以達到的、不削峰的最大峰到峰輸出電壓，單位為伏特，一般定義在特定的負載條件下。一般運放輸出為射級跟隨器結構，無法把輸出電壓驅動到等于電源的任何一個軌電壓，軌對軌輸出的運放使用了共射級（雙極）或共源級（CMOS）輸出級，使得輸出電壓的擺幅僅受到輸出管的飽和壓降或接通電阻以及負載電流的限制。對于單電源運放，使用VOH和VOL來定義最大和最小輸出電壓。

運放的輸出電壓是有限制的，普通運放的輸出電壓范圍一般是（Vss+1.5～Vcc-1.5）V，比如電源電壓是±15V，運放能輸出的最低電壓為-13.5V，最高電壓為13.5V，超過這個電壓范圍即被限幅。這個特性導致電源電壓不能被充分利用，特別是電池工作的設備，工作電壓很低，這個問題特別突出，于是出現了rail to rail（軌至軌）型運放。那么是不是使用了rail to rail運放，就不用考慮電源軌的限制了呢？對于普通運放，比如15V供電時，說輸出電壓擺幅可以達到13.5V，其實輸出電壓接近13.5V時，運放的特性就開始變差，主要表現在放大倍數急劇下降，信號就開始失真，增益越大，失真越嚴重。Rail to Rail運放的廣告宣傳中會說能達到正負電源的輸出范圍，實際上，當信號與電源軌的距離小于300mV時，放大器就會開始產生失真。

那什么時候，可以相信datasheet上標稱的電壓擺幅呢？把運放當作比較器用的時候！rail to rail運放在作為比較器使用時，其輸出電壓可以非常接近電源軌，一般只有20mV左右的距離。

建議：普通運放電源的正負極電壓應該分別比要求的輸出電壓高2V以上，Rail to Rail型運放應該高300mV以上。

14.輸入共模范圍VICMR 談及運算放大器輸入時，輸入共模電壓（VICM）是工程師首先會想到的一個術語，但其可能會帶來一定的初始混淆。VICM描述了一個特殊的電壓電平，其被定義為反相和非反相輸入引腳（圖1）的平均電壓。

圖 1 運算放大器的輸入共模電壓 它常常被表示為：

VICM = [VIN(+)+ VIN(–)]/2.思考VICM的另一種方法是，它是非反相和反相輸入即VIN(+)和VIN(–)常見的電壓電平。事實證明，在大多數應用中，VIN(+)都非常接近于VIN(–)，因為閉環負反饋使一個輸入引腳緊跟另一個，這樣VIN(+)和VIN(–)之間的差便接近于零。

對許多常見電路而言確是這樣一種情況，其包括電壓跟隨器、反相和非反相配置。在這些情況下，我們常常假設VIN(+)= VIN(–)= VICM，因為這些電壓大約相等。

用于描述運算放大器輸入的另一個術語是―輸入共模范圍‖（VICMR），或者更準確的說是―輸入共模電壓范圍‖。它是許多產品說明書中經常用到的一個參數，同時也是廣大電路設計人員最為關心的一個參數。VICMR定義了運算放大器器件正確運行所需的共模輸入電壓―范圍‖，并描述了輸入與每個電源軌的接近程度。

思考VICMR的另一種方法是：它描述了由VICMR_MIN和VICMR_MAX定義的一個范圍。如圖2所示，對VICMR的描述如下：

VICMR = VICMR_MAX – VICMR_MIN 其中: VICMR_MIN = 相對于VCC –電源軌限制 VICMR_MAX = 相對于VCC+電源軌限制

圖 2 運算放大器的輸入共模電壓范圍

超出VICMR時，便無法保證運算放大器的正常線性運行。因此，保證完全了解輸入信號的整個范圍并確保不超出VICMR至關重要。

產生混淆的另一個方面可能會是：VICM和VICMR并非標準化縮略語，而各個IC供應商的各種產品說明書通常使用不同的術語，例如：VCM, VIC, VCMR等。結果，我們必需要了解您研究的規范超過了某個特殊輸入電壓—一個―輸入電壓范圍‖。

VICMR因運算放大器而各異

運算放大器的輸入級由設計規范和所用運算放大器工藝技術類型規定。例如，CMOS運算放大器的輸入級便與雙極型運算放大器不同，其區別于JFET運算放大器等。運算放大器輸入級和工藝技術的具體情況不在本文討論范圍內，但注意到這些差異存在于各種運算放大器器件之間也很重要。

表1列舉了幾個德州儀器（TI）運算放大器的例子及其VICMR。―最大電源范圍‖欄描述了分裂式電源和單電源（括號內）限制。由該表，我們清楚地知道各運算放大器的輸入范圍VICMR明顯不同。根據器件的具體類型，VICMR可能會低于或者超出電源軌。因此，絕不要假設運算放大器可以接收特殊輸入信號范圍，除非在產品說明書規范中得到核實。

表 1 幾種不同運算放大器的VICMR舉例

值得一提的一種寬輸入范圍特例是―軌到軌輸入運算放大器‖。盡管，顧名思義，它是一種輸入涵蓋整個電源軌范圍的運算放大器，但并非所有軌到軌輸入器件都如許多人設想的那樣涵蓋整個電源范圍。許多軌到軌輸入運算放大器的確涵蓋了整個電源范圍（例如：表1中的OPA333等），但有一些則沒有全覆蓋，而其描述對人具有一定的誤導性。另外，檢查產品說明書中的規定輸入范圍至關重要。

克服VICMR問題

在設計過程的后期，如果您發現您無法滿足運算放大器的VICMR要求怎么辦呢？可能其他一些參數會是您應用的理想選擇，而要修改器件是一件十分困難的事情。一個或多個下列選項或許可以作為一種備選解決方案：

(a)如果輸入幅值過大，請使用一個電阻分壓器來讓信號維持在正確的VICMR范圍內。(b)如果輸入信號偏移存在問題，請嘗試使用一個輸入偏置或者DC偏移電路，以讓輸入信號保持在規定的運算放大器VICMR范圍內。

(c)將器件改為軌到軌輸入運算放大器，以滿足所有其他要求。

二． 同相比例放大和反向比例放大的選擇

1.理想信號源的分類

1）理想電壓源信號：輸入阻抗為0，輸出恒定電壓，輸出電流取決于外電路 2）理想電流源信號：輸入阻抗無窮大，輸出恒定電流，輸出電壓取決于外電路

對于實際信號源，由于其存在一定的內阻，其輸出的電壓和電流與電源內部與外部電路都有關系，但對于某種特定的信號來說，可以通過特性判斷出其趨向與電壓源或者電流源，才能選用相適應的放大電路

2.放大電路的輸入輸出阻抗

1）理想同向放大器

輸入阻抗：Ri=∞ 輸出阻抗：Ro=0 2）理想反向放大器

輸入阻抗：Ri=R1 輸出阻抗：Ro=0 3.放大電路形式的選用與信號源的匹配關系

1）對于反向放大器，為電壓并聯負反饋類型，在信號源越接近電流源時負反饋效果越明顯，在信號源為理想電壓源時失去作用，因此反向放大器最適合與電流源信號。對于電壓源信號，必須設法增大其內阻，使其接近電流源，R1應遠大于信號源內阻，為減輕輸出級負載，R2應該遠大于運放輸出電阻 2）對于同相放大器，為電壓串聯負反饋類型，在信號源越接近電壓源時負反饋效果越明顯，在信號源為理想電流源是失去作用，因此反向放大器最適合與電壓源信號。由于Vi本身就是電壓源，R2應該越小越好，同理，為減輕輸出級負載，（R1+R2）應該遠大于運放輸出電阻

4.放大電路外接電阻的選用

總體原則：對于普通電阻，1K～10K是其抗干擾能力最強的范圍。對于反饋電阻，如果取值過小，運放帶載能力不夠（一般運放帶載必須大于1K），無法提供足夠大的電流，如果取值過大，將引入過多的干擾信號

1）反向放大器

對于一般電壓源，內阻Rs=（10～100）Ω

對于一般運放，輸入電阻RAi=（0.1～2）MΩ，輸出電阻RAo=（10～100）Ω 一般選擇R1=(10～20)kΩ，R2=Af×R1，R3=R1//R2 2）同相放大器

一般選擇R1=100Ω～10kΩ，R2=（1～10）kΩ，R3=R1//R2 3）電阻精度選擇

對于多級放大電路，每一級電阻選用的精度為m%，對本級來說，誤差為2m%，對多級累計誤差來說，是相加的關系，即2m%+2n%+2p%...三． 運放的輸出處理

1.限流

因為運放輸出電流能力有限，對于單片機的AD口，其輸入電流的能力也有限，需要在運放輸出端加限流電阻。

R的取值，根據運放供電電壓的最大值（也就是運放能夠輸出的最大電壓），以及MCU端口的輸入電流限制（如果不清楚，一般取10mA比較保險），兩者相除進行確定。

2.濾波

時間常數=R×C，決定了濾波參數，其值越大，則截止頻率越低，響應速度越慢，低頻濾波性能越好。電容C選常用的容值0.1u，1u，4.7u，10u，47u，100u系列，容值越高，價格越貴，個頭越大。需要根據信號特點綜合考慮。

四． 低通濾波器

當運放工作用于直流信號放大時，在反饋通路上增加電容C對放大倍數沒有影響，C的選擇需要根據RC時間常數，反饋電阻的阻值綜合考慮。

五． 電源和地的濾波

在對電源或者地增加RC濾波時，電容采取“一大一小”搭配，對高低頻濾波性能最好。RC的選取同樣根據時間常數來確定，但要注意，電源通過R流過電流產生壓降，輸入到運放的電壓并不完全等于電源電壓，這將影響到運放的輸出。需要根據手冊中提供的運放工作電流I，電壓V以及R的值，來計算實際運放工作電壓V’，如圖所示

六． 單電源運放和雙電源運放選用

1）對于單電源運放，一般既可單電源工作也可雙電源工作，對于雙電源運放（如OP07），原理上可以單電源供電，但原則上最好不用單電源，因為不是軌對軌（對于電源軌1.5V多的擺幅），使得線性區間變的很小

2）選擇運放工作電壓的時候，要考慮最大的輸出，如果對于非rail-to-rail運放，其最大輸出電壓要低于電源電壓2V，如果余量不夠，將產生切頂失真

3）當信號源以對地為參考時，單電源放大電路會承受很大的輸入共模電壓，電路中的輸入電壓不是以電源中點Vcc/2為參考，這與雙電源運放不同（GND相當于Vcc和-Vcc的中點），而是以低電源軌為參考。當輸入信號為正時，電路是沒法工作的，因為運放輸出沒法為負電壓。這個電路只能在很小的負電壓輸入限度內工作，因為當輸入與其中一個電源軌相近時，大多數運放都不能很好的工作。因此，對于單電源運放，這種直接的反向比例放大電路往往是不可行的。

單電源運放的輸入往往可以在一個很小的負電壓范圍內正常工作，比如MCP6002，其手冊上的共模輸入范圍為：

則如果對于一個簡單的反向比例放大電路，其信號輸入端電壓可以在-0.3V～0V之間正常工作，輸出反向即正電壓。5）

運放的輸入引腳電壓不能為負，但單電源運放可以處理負電壓輸入：

如圖所示，Vin=-0.1V～-1V，但由于Vcc的偏壓，使得運放正向輸入端引腳的電壓大概為10×2/302=65mV，反向輸入端的電壓等同于正向輸入端，不會產生負壓。但是當Vcc關斷而輸入電路存在一個負電壓的時候，大部分的負壓將加到反向輸入端上，最保險的辦法是增加一個二極管加以鉗位保護，此二極管要選擇肖特基型，鉗位電壓200mV。6）單電源運放輸入舉例：

首先選擇我們選擇一個TLC2272運算放大器，并通過VCC = 10V為其供電。并且所得接近VCC輸入限制估計為約9.2V。為了測試該電路，我們將VCC/2 = 5V DC偏移的300 Hz正弦波應用于輸入端。在VOUT出現變化以前，一直對AC幅值進行調節。當應用10 Vp-p輸入時：（請作答）

第二個例子中，我們在圖3電壓跟隨器電路中使用一個TL971軌到軌輸出運算放大器，但其結果不同。這里，我們通過一個5V單電源為運算放大器供電，這樣便得到VCC = 5V。由產品說明書規范可知，保證VICMR范圍為1.15V到3.85V，即中間VCC/2大概為2.7 Vp-p。將一個1-kHz正弦波應用于2.5V的DC偏移。

隨著VIN增加至約3.5 Vp-p（中間為2.5V），VOUT繼續跟隨VIN，并表現出正確的運算放大器行為。注意，該線性行為好于我們根據產品說明書限制做出的VICMR預計，但其仍然超出了保證限制。

VIN稍稍增加至3.52 Vp-p，VOUT便開始在正（5V）和負（0V）軌附近呈現非線性行為（圖5）。

VIN進一步增加至4.2 Vp-p，明顯超出VICMR。由于輸入峰值在正軌附近超出限制，因此其上跳至正軌（5V），并在VIN返回到某個可接受范圍以前一直保持在該狀態，最終VOUT信號出軌。

七． 基于聯立方程組的模擬放大電路設計

見《運算放大器權威指南》第四章、第五章。作為專題討論。

八． 運放的放大倍數設計

1）對于單級運放來說，放大倍數最好控制在10～100倍，放大倍數太大，帶寬會變窄，Rf需要設計的很大，由失調電流引起的失調電壓（乘積項）會顯著增大，容易產生零位失穩和自激振蕩

2）總的放大倍數，要按照最大信號的電壓值對應AD的滿幅輸入進行計算

3）對于多級運放來說，假設每級噪聲為Vn1, Vn2, Vn3，增益為A1, A2, A3。那么輸出噪聲為A1A2A3Vn1+A2A3Vn2+A3Vn3。而信號增益為A1A2A3。對于噪聲來說，A3越大，輸出噪聲越大。因此，在設計時，設計前級運放的放大倍數要比后級大一些，以提高信噪比，且越是前級，越要選用高增益低噪音運放。越到后級，前級運放的偏置和信號噪音已經被前級放大，對后級運放的參數可根據前級的放大比例進行適當放寬。

4）對于帶寬來說，級數越多，帶寬越降窄，如果是三級運放，每一級的帶寬為B，則最終的帶寬約為0.51B 九． 電壓跟隨器的反饋電阻

電壓跟隨器的工作原理就是把輸出電壓全部反饋到輸入負端, 從輸入正端輸入信號, 形

成增益為 1 的正向運算放大電路。反饋端串聯電阻是為了抵消信號源的內阻，使負輸入端偏置電流(Bias current)在反饋電阻上產生的偏移電壓，抵消掉正輸入端偏置電流在信號源內阻上產生的偏移電壓，從而使運放的工作更對稱。電阻上并連的電容是用于改善頻率特性或使電路工作穩定的。信號源內阻較大時，添加阻值與信號源內阻相同的反饋電阻，可以減少輸出失調電壓，提高跟隨精度。

十． 運放Vos和Ib的計算和選擇

這兩個參數對于直流信號放大電路來說至關重要，如果沒有進行計算或者選擇合理的運放參數，將導致設計失效。

對于Vos和Ib，對于所在一級的運放來說，要根據最小輸入信號的電流和電壓進行估算，設當前級最小信號的電流為I，電壓為V，則必須保證I＜Ib，V＜Vos，一般來說，至少應該在小于1/2數量級，最好能夠小一個數量級（0.1倍），否則最小信號將淹沒在運放的失調和偏置中，無法得到測量。每放大一級，信號乘以相應的放大倍數輸出到下一級，對下一級運放來說，Vos和Ib可以得到放大，因此越到放大后級，指標的選取可以根據計算來適當放松。

第二篇：運算放大器簡介

運算放大器簡介

運算放大器是運用得非常廣泛的一種線性集成電路。而且種類繁多，在運用方面不但可對微弱信號進行放大，還可做為反相、電壓跟隨器，可對電信號做加減法運算，所以被稱為運算放大器。不但其他地方應用廣泛，在音響方面也使用得最多。例如前級放大、緩沖，耳機放大器除了有部分使用分立元件，電子管外，絕大部分使用的還是集成運算放大器。而有時候還會用到穩壓電路上，制作高精度的穩壓濾波電路。

各種運放由于其內部結構的不同，產生的失真成分也不同，所以音色特點也有一定的區別。本來我們追求的是高保真，運放應該是失真最低，能真實還原音樂，沒有個性的最好。但是由于要配合其他音響部件如數碼音源、后級功放管等如果偏干、偏冷則可搭配音色細膩溫暖型的運放，而太過陰柔、偏軟的則可搭配音色較冷艷、亮麗的運放，做到與整機配合，取長補短的最佳效果。所以說并不是選擇越貴的運放得到的效果就一定越好，搭配很重要，達到聽感上最好才算達到目的。如果是應用在低電壓的模擬濾波電路中，還要選擇對低電壓工作性能良好的運放種類。市面上的運放種類不下五六百種，GBW帶寬在5M以上的也有三百多種，最高的已達300MHZ，轉換速率在5V/us以上的也不下幾百種，最高達3000V/us。以上介紹的幾種被音響發燒友們炒得火熱的，其實還有大量未被大家熟知的上乘佳品可供選擇，大家不必局限于以上幾種。一種運放型號的封裝也可分為金封、陶封和塑封，一般來說金封、陶封的質量較好，塑封的品質稍差。利益的驅使，什么都有假貨，運放也不例外，市面上的假貨不少，如果想便宜撿好貨，那就要慧眼識珠了，不太在行的在購買時就要注意，寧可多花一塊幾毛，也要到信譽較好的商家去買。

低檔運放JRC4558。這種運放是低檔機器使用得最多的。現在被認為超級爛，因為它的聲音過于明亮，毛刺感強，所以比起其他的音響用運放來說是最差勁的一種。不過它在我國暫時應用得還是比較多的,很多的四、五百元的功放還是選擇使用它，因為考慮到成本問題和實際能出的效果,沒必要選擇質量超過5532以上的運放。

對于一些電腦有源音箱來說，它的應付能力還是綽綽有余的運放之皇5532。如果有誰還沒有聽說過它名字的話，那就還未稱得上是音響愛好者。這個當年有運放皇之稱的NE5532，與LM833、LF353、CA3240一起是老牌四大名運放，不過現在只有5532應用得最多。5532現在主要分開臺灣、美國和PHILIPS生產的，日本也有。最好的是帶大S標志的美國產品，市面上要正宗的要賣8元以上，自從SIGNE被PHILIPS收購后，生產的5532商標使用的都是PHILIPS商標，質量和原品相當，只需4－5元。而臺灣生產的質量就稍微差一些，價格也最便，兩三塊便可以買到了。

NE5532的封裝和4558一樣，都是DIP8腳雙運放，5532的內部為JFET（結型場效應管結構）,聲音特點總體來說屬于溫暖細膩型，驅動力強，但高音略顯毛糙，低音偏肥。以前不少人認為它有少許的“膽味”，不過現在比它更有膽味的已有不少，相對來說就顯得不是那么突出了。5532的電壓適應范圍非常寬，從正負3V至正負20V都能正常工作。它雖然是一個比較舊的運放型號，但現在仍被認為是性價比最高的音響用運放。是屬于平民化的一種運放，被許多中底檔的功放采用。不過現在有太多的假冒NE5532，或非音頻用的工業用品，由于5532的引腳功能和4558的相同，所以有些不良商家還把4558擦掉字母后印上5532字樣充當5532，一般外觀粗糙，印字易擦掉，有少許經驗的人也可以辨別。據說有8mA的電流溫熱才是正宗的音頻用5532。

NE5532還有兩位兄弟NE5534和NE5535。5534是單運放，由于它分開了單運放，沒有了雙運放之間的相互影響，所以音色不但柔和、溫暖和細膩，而且有較好的音樂味。它的電壓適應范圍也很寬，低到正負5V的電壓也能保持良好的工作狀態。由于以前著名的美國

BGW-150功放采用5534作電壓激勵時，特意讓正電源電壓高出0.7V，迫使其輸出管工作于更完美的甲類狀態，使得音質進一步改善，所以現在一般都認為如果讓正電源高出0.7V音質會更好。5534的引腳功能見，價格和5532相當。而NE5535是5532的升級產品，其特點是內電路更加簡潔，且輸出級采用全互補結構。轉換速率比5532更高。不過有個缺點就是噪聲較大，頻帶不夠寬，底電壓工作時性能不夠好，所以用于模擬濾波時效果不如5532理想。但在工作電壓大于或等于15V時用作線形放大電路，音樂味會比5532好一些，所以其價格也比5532要貴兩三元，其引腳功能和5532一樣。

雙運放AD827。這枚是AD公司的較新產品，它原本是為視頻電路設計的，所以它的增益帶寬達50MHZ，SR達到300V/us，它與EL2244一樣都是目前市場上電壓反饋型雙運放的頂級貨，一般的運放難望其項背。其高頻經營剔透，低頻彈跳感優越，其性能指標與實際聽感全面勝過其他很多同類產品，音質被一些人形容為無懈可擊。且在正負5V的供電下仍有優異的性能。但其價格也稍微昂貴，30多元。腳位功能和5532相同。

雙運放OP249。該運放是美國PMI公司的產品，廠家聲稱是用以取代OP215、LT1057等運放的，LT1057是屬于動態大，解析力高，音色冷艷清麗的一種，搭配東芝的暖色名管就很合適。而OP249則和它不同，其輸入級采用JFET，主要特點是顯中性，無什么個性，聲音平衡、自然而準確，所以體現了HIFI的真諦。塑封的才15元，陶瓷封裝30多元，具有較高的性價比。不過要是對音色的喜好有偏重的朋友可能不大喜歡。

雙運放OP275、OP285：它們也是PMI公司的產品，內部電路采用雙級型與JFET型混合結構。其音色很有個性，低噪聲，聲音輪廓鮮明，解析力高，聲音柔順，中頻具有膽機柔美潤澤的特點，人聲親近。價格適中，而且性能穩定。適合用來打摩聲音單薄、毛糙的CD、解碼或放大器。它們的封裝形式和引腳功能也和5532一樣。OP275現在的市面價格為10元、OP285 15元。

頂級運放OPA627。BB公司的OPA627是目前為止最高檔的運放，也是采用場效應管輸入方式，音色溫暖迷人，但其價格簡直嚇人，用到這么昂貴的運放，性能上是否能達到這個價格也見仁見智，不過聽過OPA627的發燒友都一致認為AD827、LT1057等根本無法與之比擬。

膽味運放OPA604與OPA2604。這兩種運放都是Burr Brown公司的產品，OPA604為單運放，OPA2604為雙運放。它們都是專為音頻而設計的專用運放，音色醇厚、圓潤，中性偏暖、膽味甚濃，是被譽為最有電子管音色的運算放大器。當年的價格也不低，但還是被許多音響發燒友選為摩機升級機器的對象。現在這兩種運放的價格都已較為合理，OPA604為25元，OPA2604要40多元，發燒友用來摩機是不錯的選擇。

運算放大器（常簡稱為“運放”）是具有很高放大倍數的電路單元。在實際電路中，通常結合反饋網絡共同組成某種功能模塊。由于早期應用于模擬計算機中，用以實現數學運算，故得名“運算放大器”，此名稱一直延續至今。運放是一個從功能的角度命名的電路單元，可以由分立的器件實現，也可以實現在半導體芯片當中。隨著半導體技術的發展，如今絕大部分的運放是以單片的形式存在。現今運放的種類繁多，廣泛應用于幾乎所有的行業當中。編輯本段歷史

運算放大器最早被發明作為模擬信號的運算單元，是模擬電子計算機的基本組成部件，由真空電子管組成。

第一塊集成運放電路是美國仙童（fairchild）公司發明的μA741，在60年代后期廣泛流行。直到今天μA741仍然是各大學電子工程系中講解運放原理的典型教材。

編輯本段原理

運放如上圖有兩個輸入端a,b和一個輸出端o.也稱為倒向輸入端(反相輸入端),非倒向輸入端(同相輸入端)和輸出端.當電壓加U-加在a端和公共端(公共端是電壓的零位,它相當于電路中的參考結點.)之間,且其實際方向從a端指向公共端時,輸出電壓U實際方向則自公共端指向o端,即兩者的方向正好相反.當輸入電壓U+加在b端和公共端之間,U與U+兩者的實際方向相對公共端恰好相同.為了區別起見,a端和b端分別用”-“和”+”號標出,但不要將它們誤認為電壓參考方向的正負極性.電壓的正負極性應另外標出或用箭頭表示.反轉放大器和非反轉放大器如下圖：

一般可將運放簡單地視為：具有一個信號輸出端口（Out）和同相、反相兩個高阻抗輸入端的高增益直接耦合電壓放大單元，因此可采用運放制作同相、反相及差分放大器。

運放的供電方式分雙電源供電與單電源供電兩種。對于雙電源供電運放，其輸出可在零電壓兩側變化，在差動輸入電壓為零時輸出也可置零。采用單電源供電的運放，輸出在電源與地之間的某一范圍變化。

運放的輸入電位通常要求高于負電源某一數值，而低于正電源某一數值。經過特殊設計的運放可以允許輸入電位在從負電源到正電源的整個區間變化，甚至稍微高于正電源或稍微低于負電源也被允許。這種運放稱為軌到軌（rail-to-rail）輸入運算放大器。

運放的輸出電位通常只能在高于負電源某一數值，而低于正電源某一數值之間變化。經過特殊設計的運放可以允許輸出電位在從負電源到正電源的整個區間變化。這種運放成為軌到軌（rail-to-rail）輸出運算放大器。

運算放大器的輸出信號與兩個輸入端的信號電壓差成正比，在音頻段有：輸出電壓=A0

（E1-E2），其中，A0是運放的低頻開環增益（如100dB，即100000倍），E1是同相端的輸入信號電壓，E2是反相端的輸入信號電壓。

編輯本段類型

按照集成運算放大器的參數來分,集成運算放大器可分為如下幾類。

1．通用型運算放大器

通用型運算放大器就是以通用為目的而設計的。這類器件的主要特點是價格低廉、產品量大面廣,其性能指標能適合于一般性使用。例μA741（單運放）、LM358（雙運放）、LM324（四運放）及以場效應管為輸入級的LF356都屬于此種。它們是目前應用最為廣泛的集成運算放大器。

2．高阻型運算放大器

這類集成運算放大器的特點是差模輸入阻抗非常高,輸入偏置電流非常小,一般rid＞

1GΩ~1TΩ,IB為幾皮安到幾十皮安。實現這些指標的主要措施是利用場效應管高輸入阻抗的特點,用場效應管組成運算放大器的差分輸入級。用FET作輸入級,不僅輸入阻抗高,輸入偏置電流低,而且具有高速、寬帶和低噪聲等優點,但輸入失調電壓較大。常見的集成器件有LF355、LF347（四運放）及更高輸入阻抗的CA3130、CA3140等。

3．低溫漂型運算放大器

在精密儀器、弱信號檢測等自動控制儀表中,總是希望運算放大器的失調電壓要小且不隨溫度的變化而變化。低溫漂型運算放大器就是為此而設計的。目前常用的高精度、低溫漂運算放大器有OP07、OP27、AD508及由MOSFET組成的斬波穩零型低漂移器件ICL7650等。

4．高速型運算放大器

在快速A/D和D/A轉換器、視頻放大器中,要求集成運算放大器的轉換速率SR一定要高,單位增益帶寬BWG一定要足夠大,像通用型集成運放是不能適合于高速應用的場合的。高速型運算放大器主要特點是具有高的轉換速率和寬的頻率響應。常見的運放有LM318、μA715等,其SR=50~70V/ms,BWG＞20MHz。

5．低功耗型運算放大器

由于電子電路集成化的最大優點是能使復雜電路小型輕便,所以隨著便攜式儀器應用范圍的擴大,必須使用低電源電壓供電、低功率消耗的運算放大器相適用。常用的運算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作電壓為±2V~±18V,消耗電流為50~250μA。目前有的產品功耗已達μW級,例如ICL7600的供電電源為1.5V,功耗為10mW,可采用單節電池供電。

6．高壓大功率型運算放大器

運算放大器的輸出電壓主要受供電電源的限制。在普通的運算放大器中,輸出電壓的最大值一般僅幾十伏,輸出電流僅幾十毫安。若要提高輸出電壓或增大輸出電流,集成運放外部必須要加輔助電路。高壓大電流集成運算放大器外部不需附加任何電路,即可輸出高電壓和大電流。例如D41集成運放的電源電壓可達±150V,μA791集成運放的輸出電流可達1A。編輯本段主要參數

1.共模輸入電阻(RINCM)

該參數表示運算放大器工作在線性區時，輸入共模電壓范圍與該范圍內偏置電流的變化量之比。

2.直流共模抑制(CMRDC)

該參數用于衡量運算放大器對作用在兩個輸入端的相同直流信號的抑制能力。

3.交流共模抑制(CMRAC)

CMRAC用于衡量運算放大器對作用在兩個輸入端的相同交流信號的抑制能力，是差模開環增益除以共模開環增益的函數。

4.增益帶寬積(GBW)

增益帶寬積AOL * ?是一個常量，定義在開環增益隨頻率變化的特性曲線中以-20dB/十倍頻程滾降的區域。

5.輸入偏置電流(IB)

該參數指運算放大器工作在線性區時流入輸入端的平均電流。

6.輸入偏置電流溫漂(TCIB)

該參數代表輸入偏置電流在溫度變化時產生的變化量。TCIB通常以pA/°C為單位表示。

7.輸入失調電流(IOS)

該參數是指流入兩個輸入端的電流之差。

8.輸入失調電流溫漂(TCIOS)

該參數代表輸入失調電流在溫度變化時產生的變化量。TCIOS通常以pA/°C為單位表示。

9.差模輸入電阻(RIN)

該參數表示輸入電壓的變化量與相應的輸入電流變化量之比，電壓的變化導致電流的變化。在一個輸入端測量時，另一輸入端接固定的共模電壓。

10.輸出阻抗(ZO)

該參數是指運算放大器工作在線性區時，輸出端的內部等效小信號阻抗。

11.輸出電壓擺幅(VO)

該參數是指輸出信號不發生箝位的條件下能夠達到的最大電壓擺幅的峰峰值，VO一般定義在特定的負載電阻和電源電壓下。

12.功耗(Pd)

表示器件在給定電源電壓下所消耗的靜態功率，Pd通常定義在空載情況下。

13.電源抑制比(PSRR)

該參數用來衡量在電源電壓變化時運算放大器保持其輸出不變的能力，PSRR通常用電源電壓變化時所導致的輸入失調電壓的變化量表示。

14.轉換速率/壓擺率(SR)

該參數是指輸出電壓的變化量與發生這個變化所需時間之比的最大值。SR通常以V/μs為單位表示，有時也分別表示成正向變化和負向變化。

15.電源電流(ICC、IDD)

該參數是在指定電源電壓下器件消耗的靜態電流，這些參數通常定義在空載情況下。

16.單位增益帶寬(BW)

該參數指開環增益大于1時運算放大器的最大工作頻率。

17.輸入失調電壓(VOS)

該參數表示使輸出電壓為零時需要在輸入端作用的電壓差。

18.輸入失調電壓溫漂(TCVOS)

該參數指溫度變化引起的輸入失調電壓的變化，通常以μV/°C為單位表示。

19.輸入電容(CIN)

CIN表示運算放大器工作在線性區時任何一個輸入端的等效電容(另一輸入端接地)。

20.輸入電壓范圍(VIN)

該參數指運算放大器正常工作(可獲得預期結果)時，所允許的輸入電壓的范圍，VIN通常定義在指定的電源電壓下。

21.輸入電壓噪聲密度(eN)

對于運算放大器，輸入電壓噪聲可以看作是連接到任意一個輸入端的串聯噪聲電壓源，eN通常以nV / 根號Hz為單位表示，定義在指定頻率。

22.輸入電流噪聲密度(iN)

對于運算放大器，輸入電流噪聲可以看作是兩個噪聲電流源，連接到每個輸入端和公共端，通常以pA / 根號Hz為單位表示，定義在指定頻率。

編輯本段應用

運算放大器是用途廣泛的器件，接入適當的反饋網絡，可用作精密的交流和直流放大器、有源濾波器、振蕩器及電壓比較器。

第三篇：虛短 虛斷 分析運算放大器分析絕招

遍觀所有模擬電子技朮的書籍和課程，在介紹運算放大器電路的時候，無非是先給電路來個定性，比如這是一個同向放大器，然后去推導它的輸出與輸入的關系，然后得出Vo=(1+Rf)Vi，那是一個反向放大器，然后得出Vo=-Rf*Vi……最后學生往往得出這樣一個印象：記住公式就可以了！如果我們將電路稍稍變換一下，他們就找不著北了！偶曾經面試過至少100個以上的大專以上學歷的電子專業應聘者，結果能將我給出的運算放大器電路分析得一點不錯的沒有超過10個人！其它專業畢業的更是可想而知了。

虛短和虛斷的概念

由于運放的電壓放大倍數很大，一般通用型運算放大器的開環電壓放大倍數都在80 dB以上。而運放的輸出電壓是有限的，一般在 10 V～14 V。因此運放的差模輸入電壓不足1 mV，兩輸入端近似等電位，相當于 “短路”。開環電壓放大倍數越大，兩輸入端的電位越接近相等。

“虛短”是指在分析運算放大器處于線性狀態時，可把兩輸入端視為等電位，這一特性稱為虛假短路，簡稱虛短。顯然不能將兩輸入端真正短路。

由于運放的差模輸入電阻很大，一般通用型運算放大器的輸入電阻都在1MΩ以上。因此流入運放輸入端的電流往往不足1uA，遠小于輸入端外電路的電流。故通常可把運放的兩輸入端視為開路，且輸入電阻越大，兩輸入端越接近開路。“虛斷”是指在分析運放處于線性狀態時，可以把兩輸入端視為等效開路，這一特性 稱為虛假開路，簡稱虛斷。顯然不能將兩輸入端真正斷路。

在分析運放電路工作原理時，首先請各位暫時忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、減法器，什么差動輸入……暫時忘掉那些輸入輸出關系的公式……這些東東只會干擾你，讓你更糊涂﹔也請各位暫時不要理會輸入偏置電流、共模抑制比、失調電壓等電路參數，這是設計者要考慮的事情。我們理解的就是理想放大器（其實在維修中和大多數設計過程中，把實際放大器當做理想放大器來分析也不會有問題）。

圖一運放的同向端接地=0V，反向端和同向端虛短，所以也是0V，反向輸入端輸入電阻很高，虛斷，幾乎沒有電流注入和流出，那么R1和R2相當于是串聯的，流過一個串聯電路中的每一只組件的電流是相同的，即流過R1的電流和流過R2的電流是相同的。

流過R1的電流I1 =(ViVout)/R2 V-= V+ = 0

I1 = I2 求解上面的初中代數方程得Vout =(-R2/R1)*Vi 這就是傳說中的反向放大器的輸入輸出關系式了。

圖二中Vi與V-虛短，則 Vi = V-因為虛斷，反向輸入端沒有電流輸入輸出，通過R1和R2 的電流相等，設此電流為I，由歐姆定律得： I = Vout/(R1+R2)

Vi等于R2上的分壓，即：Vi = I*R2 得Vout=Vi*(R1+R2)/R2 這就是傳說中的同向放大器的公式了。

圖三中，由虛短知： V-= V+ = 0 由虛斷及基爾霍夫定律知，通過R2與R1的電流之和等于通過R3的電流，故(V1 – V-)/R1 +(V2 – V-)/R2 =(Vout – V-)/R3 代入a式，b式變為V1/R1 + V2/R2 =-Vout/R3 如果取R1=R2=R3，則上式變為Vout=V1+V2，這就是傳說中的加法器了。

請看圖四。因為虛斷，運放同向端沒有電流流過，則流過R1和R2的電流相等，同理流過R4和R3的電流也相等。故(V1 – V+)/R1 =(V+Vout)/R3 如果R1=R2，則V+ = V2/2 如果R3=R4，則V-=(Vout + V1)/2 由虛短知 V+ = V-所以 Vout=V2-V1 這就是傳說中的減法器了。

圖六電路中，由虛短知，反向輸入端的電壓與同向端相等，由虛斷知，通過R1的電流與通過C1的電流相等。通過R1的電流 i=V1/R1 通過C1的電流i=C*dUc/dt=-C*dVout/dt 所以 Vout=((-1/(R1*C1))∫V1dt 輸出電壓與輸入電壓對時間的積分成正比,這就是傳說中的積分電路了。若V1為恒定電壓U，則上式變換為Vout =-U*t/(R1*C1)t 是時間，則Vout輸出電壓是一條從0至負電源電壓按時間變化的直線。

圖七中由虛斷知，通過電容C1和電阻R2的電流是相等的，由虛短知，運放同向端與反向端電壓是相等的。則： Vout =-i * R2 =-(R2*C1)dV1/dt 這是一個微分電路。如果V1是一個突然加入的直流電壓，則輸出Vout對應一個方向與V1相反的脈沖。

圖八.由虛短知 Vx = V1 ……a Vy = V2 ……b 由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過，則R1、R2、R3可視為串聯，通過每一個電阻的電流是相同的，電流I=(Vx-Vy)/R2 ……c 則： Vo1-Vo2=I*(R1+R2+R3)=(Vx-Vy)(R1+R2+R3)/R2 ……d 由虛斷知，流過R6與流過R7的電流相等,若R6=R7，則Vw = Vo2/2 ……e 同理若R4=R5，則Vout – Vu = Vu – Vo1，故Vu =(Vout+Vo1)/2 ……f 由虛短知，Vu = Vw ……g 由efg得 Vout = Vo2 – Vo1 ……h 由dh得 Vout =(Vy –Vx)(R1+R2+R3)/R2 上式中(R1+R2+R3)/R2是定值，此值確定了差值(Vy –Vx)的放大倍數。這個電路就是傳說中的差分放大電路了。

分析一個大家接觸得較多的電路。很多控制器接受來自各種檢測儀表的0~20mA或4~20mA電流，電路將此電流轉換成電壓后再送ADC轉換成數字信號，圖九就是這樣一個典型電路。如圖4~20mA電流流過采樣100Ω電阻R1，在R1上會產生0.4~2V的電壓差。由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過，則流過R3和R5的電流相等，流過R2和R4的電流相等。故：(V2-Vy)/R3 = Vy/R5 ……a(V1-Vx)/R2 =(Vx-Vout)/R4 ……b 由虛短知： Vx = Vy ……c 電流從0~20mA變化，則V1 = V2 +(0.4~2)……d 由cd式代入b式得(V2 +(0.4~2)-Vy)/R2 =(Vy-Vout)/R4 ……e 如果R3=R2，R4=R5，則由e-a得Vout =-(0.4~2)R4/R2 ……f 圖九中R4/R2=22k/10k=2.2，則f式Vout =-(0.88~4.4)V，即是說，將4~20mA電流轉換成了-0.88 ~-4.4V電壓，此電壓可以送ADC去處理。

電流可以轉換成電壓，電壓也可以轉換成電流。圖十就是這樣一個電路。上圖的負反饋沒有通過電阻直接反饋，而是串聯了三極管Q1的發射結，大家可不要以為是一個比較器就是了。只要是放大電路，虛短虛斷的規律仍然是符合的！

由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過，則(Vi – V1)/R2 =(V1 – V4)/R6 ……a 同理(V3 – V2)/R5 = V2/R4 ……b 由虛短知 V1 = V2 ……c

如果R2=R6，R4=R5，則由abc式得V3-V4=Vi 上式說明R7兩端的電壓和輸入電壓Vi相等，則通過R7的電流I=Vi/R7，如果負載RL<<100KΩ，則通過Rl和通過R7的電流基本相同。

第四篇：第五章 含有運算放大器的電阻電路-講稿

第五章 含有運算放大器的電阻電路

運算放大器是一種廣泛應用的多端元件。一般放大器的作用是把輸入信號放大一定的倍數后再輸出出去。輸出電壓與輸入電壓的比稱為電壓放大倍數或電壓增益。運算放大器是一種增益很高的放大器，通常可達到幾萬—幾百萬，而且運算放大器可同時放大直流和一定頻率的交流信號，并能完成微分、積分、加法等運算，故稱為運放。實際上，運放的應用早已超出了這個范圍。

第一節

運算放大器的電路模型

一、運放的電路模型：

不同類型的運算放大器內部結構不同，我們暫不介紹。只注意它的外部接線端及其功能。如圖5-1-1。

兩個輸入端，a為反向輸入端，b為正向輸入

端。一個輸出端，輸出電壓為u0。E+、E為保證運放內部的晶體管正常工作的偏置電壓。實際上在分析運放的工作時，不考慮電源，因此一般不再畫出。如圖5-1-2。

運放的輸入信號可以加在正向輸入端和地之間，可以加在反向輸入端和地之間，也可以在兩個輸入端同時加入信號，形成差動輸入，分別如圖5-1-3（a）、（b）、（c）。

（a）中：輸出電壓的開環放大倍數。

（b）中：輸出電壓u0=-Auin（c）中：輸出電壓u0=A（u

+

u0=Auin 其中A為運放

-u-）= Aud 運放是一種單向元件，只有在輸入端加入信號時，輸出電壓才有放大作用，如果反之，就不能實現放大作用。圖中的的三角形符號就表示這種單方向。

二、輸入—輸出特性曲線：

輸出電壓與輸入電壓之間的關系可用圖5-1-4來描述。

特性曲線表明：當輸入電壓的絕對值從零增加時，u0—ud為線性關系，其斜率取決于A的值，由于A很大，因此曲線很陡，當輸入電壓較大時，輸出電壓趨于飽和，Usat不再變化，此飽和值略低于直流偏置電壓，此曲線稱為運放的外特性曲線。外特性一般與輸出電流大小無關。理想運放可以用受控源來描述。如圖5-1-5。

其Rin為運放的輸入電阻，R0為輸出電阻。

Rin一般很大，約幾十千歐—幾兆歐。R0一般很小，為幾十歐—上百歐姆。例如常用的741運放，其輸入電阻2兆歐，輸出電阻75歐，開環放大倍數A為20萬倍。

在理想的情況下，可認為Rin近似無窮大，即輸入端相當于開路—稱為虛斷路，故輸入電流為零；輸出電阻R0近似為零，開環放大倍數A近似無窮大，而輸出電壓u0為有限值，因此輸入電壓ud=u+-u-近似為零。即輸入端象接地一樣，稱為虛短路。因此，理想運放工作在近似零輸入電壓、零輸入電流的工作狀態。

實際上，運放的工作情況是很復雜的，如A隨頻率的增高而下降等。為分析問題方便，本章在分析電路時，均視為理想運放，而不涉及非線性區的工作情況。

第二節

具有運算放大器的比例電路

具有運放的比例電路如圖5-2-1。

輸出電壓通過電阻Rf反饋到輸入端，由于Rf的存在，電路的輸入電壓

uin與運放的反向輸入電

壓不同，為了分析工作原理，畫出受控源等效電路，如圖5-2-2。

應用結點電壓法求輸入、輸出電壓之間的關系。

uin111?1'(??)u?u?0?RRfRS?SRfRin整理?'??1u'?(1?1)u??Au0?RRRR0f0f?uin111?1'(??)u?u?0?RRfRS?SRfRin消去中間變量?A111?（?）u'?(?)u0?0?R0Rf?R0Rfu0RR1??f??fRRRuinRSRS（1?0）（1?f?f)RfRSRin1?RA?0Rf適當選取Rs、Rf之值，則u0?u1n(?Rf)

由此可見，輸出電壓、輸入電壓之比取決Rs于Rf和Rs 之比。

本題也可以把運放作為理想運放來處理，可以得到相同的結果。由圖5-2-1，根據虛斷路、虛短路，可得：

?u0uuin?u'u'?u0uR?由于u'?0 所以 in?即 0??f。RSRfRSRfuinRS可見，后一種方法簡單。

第三節 具有理想運算放大器電路的分析

一、加法器，電路如圖5-3-1。

二、積分電路，如圖5-3-2。

根據理想運放的輸入電流等于零，則i1?i2即u1dud?c2?c(?u0)RSdtdt輸出電壓u0?1RSC

2(0)?u(?)d??u01t設u2(0)=0 則輸出電壓與輸入電壓為積分關系，選擇不同的RS和C，可獲得不同幅度的輸出電壓。

三、負阻抗變換器電路，如圖5-3-3。

四、復雜運放電路的分析，如圖5-3-4

本章必做作業：5-1，5-2，5-3，5-4，5-6。

第五篇：2018年技能高考電氣類《集成運算放大器》試題含答案

：級班 ：號考 ：名姓《集成運算放大器》試題

時間：60分鐘

總分：

分

班級：

班

命題人：

一、判斷題

1.按反饋的信號極性分類，反饋可分為正反饋和負反饋。

（正確）

2.負反饋使輸出起到與輸入相反的作用，使系統輸出與系統目標的誤差增大，使系統振蕩。

（錯誤）

3.若反饋信號與輸入信號極性相同或變化方向同相，則兩種信號混合的結果將使放大器的凈輸入信號大于輸出信號，這種反饋叫正反饋。正反饋主要用于信號產生電路。（正確）4.正反饋使輸出起到與輸入相似的作用，使系統偏差不斷增大，使系統振蕩，可以放大控制作用。

（正確）

5.反饋信號與輸入信號極性相反或變化方向相反，則疊加的結果將使凈輸入信號減弱，這種反饋叫負反饋。（正確）

6.放大電路通常采用負反饋技術。

（正確）

7.負反饋的取樣一般采用電流取樣或電壓取樣。

（正確）

8.反饋按取樣方式的不同，分為電阻反饋和電流反饋。

（錯誤）

9.負反饋有其獨特的優點，在實際放大器中得到了廣泛的應用，它改變了放大器的性能。采用負反饋使得放大器的閉環增益趨于穩定。

（正確）

10.正反饋使得放大器的閉環增益趨于穩定。

（錯誤）

11.線性運算電路中一般均引入負反饋。

（正確）

12.在運算電路中，同相輸入端和反相輸入端均為“虛地”。

（錯誤）

13.使凈輸入量減小的反饋是負反饋，否則為正反饋。

（正確）

14.集成運放處于開環狀態，這時集成運放工作在非線性區。

（正確）

15.運算電路中一般引入正反饋。

（錯誤）

16.集成運放只能夠放大直流信號，不能放大交流信號。

（錯誤）

17.集成運放在實際運用中一般要引入深度負反饋。

（正確）

18.集成運算放大電路是一種阻容耦合的多級放大電路。

（錯誤）

19.集成運放的“虛斷”是指運放的同相輸入端和反相輸入端的電流趨于零，好像斷路一樣，但卻不是真正的斷路。（正確）

20.若放大電路的放大倍數為負值，則引入的反饋一定是負反饋。

（錯誤）

21.電壓負反饋穩定輸出電壓，電流負反饋穩定輸出電流。

（正確）

22.只要在放大電路中引入反饋，就一定能使其性能得到改善。

（錯誤）

23.反相比例運算電路中集成運放反相輸入端為“虛地”。

（正確）

24.集成運算放大電路產生零點漂移的主要原因是晶體管參數受溫度的影響。

（正確）25.實際集成運算放大電路的開環電壓增益非常大，可以近似認為A=∞。

（正確）

26.實際集成運算放大電路的開環電壓增益非常小，可以近似認為A=0。

（錯誤）

27.“虛短”和“虛斷”是分析集成運放工作在線性區的兩條重要依據。

（正確）

28.負反饋可以大大減少放大器在穩定狀態下所產生的失真。

（正確）

29.理想的差動放大電路，即能放大差模信號，也能放大共模信號。

（錯誤）

30.由集成運放和外接電阻、電容構成比例、加減、積分和微分的運算電路工作在線性工作范圍。

（正確）

二、單選題

1.理想集成運放具有以下特點：（B）。

A.開環差模增益Aud=∞，差模輸入電阻Rid=∞，輸出電阻Ro=∞

B.開環差模增益Aud=∞，差模輸入電阻Rid=∞，輸出電阻Ro=0 C.開環差模增益Aud=0，差模輸入電阻Rid=∞，輸出電阻Ro=∞

D.開環差模增益Aud=0，差模輸入電阻Rid=∞，輸出電阻Ro=0 2.在輸入量不變的情況下，若引入反饋后（D），則說明引入的反饋是負反饋。A.輸入電阻增大

B.輸出量增大

C.凈輸入量增大

D.凈輸入量減小 3.負反饋能抑制（B）。

A.輸入信號所包含的干擾和噪聲

B.反饋環內的干擾和噪聲

C.反饋環外的干擾和噪聲

D.輸出信號中的干擾和噪聲

4.對于集成運算放大電路，所謂開環是指（B）。A.無信號源

B.無反饋通路

C.無電源

D.無負載 5.對于集成運算放大電路，所謂閉環是指（D）。A.考慮信號源內阻

B.接入負載

C.接入電源

D.存在反饋通路 6.下面關于線性集成運放說法錯誤的是（D）。

A.用于同相比例運算時，閉環電壓放大倍數總是大于等于1。

B.一般運算電路可利用“虛短”和“虛斷”的概念求出輸入和輸出的關系

C.在一般的模擬運算電路中往往要引入負反饋

D.在一般的模擬運算電路中，集成運放的反相輸入端總為“虛地” 7.集成運放級間耦合方式是(B)。

A.變壓器耦合B.直接耦合 C.阻容耦合 D.光電耦合 8.同相比例運算電路的比例系數會（A）。

A.大于等于1

B.小于零

C.等于零

D.任意值

9.直接耦合放大器能夠放大（C）。

A.只能放大直流信號

B.只能放大交流信號

C.交、直流信號都能放大

D.任何頻率范圍的信號都能放大 10.下面關于集成運放理想特性敘述錯誤的是（C）。A.輸入阻抗無窮大

B.輸出阻抗等于零

C.頻帶寬度很小

D.開環電壓放大倍數無窮大

11.反相比例運算電路的電壓放大倍數為（A）。A.-Rf/R1

B.R1/Rf

C.1-R1/Rf D.1+Rf/R1 12.同相比例運算電路的電壓放大倍數為（D）。A.-Rf/R1

B.R1/Rf

C.1-R1/Rf D.1+Rf/R1

13.用運算放大器構成的“跟隨器”電路的輸出電壓與輸入電壓（B）。A.相位相同，大小成一定比例

B.相位和大小都相同

C.相位相反，大小成一定比例

D.相位和大小都不同 14.差模輸入信號是兩個輸入信號的（B）。A.和

B.差

C.比值

D.平均值

15.輸出量與若干個輸入量之和成比例關系的電路稱為（A）。

A.加法比例運算電路

B.減法電路

C.積分電路

D.微分電路 16.集成運算放大器，輸入端u-與輸出端uo的相位關系為(B)。A.同相

B.反相

C.相位差90o

D.相位差270o 17.理想運算放大器的開環電壓放大倍數是（A）。

A.無窮大

B.零

C.約120 dB

D.約10 dB 18.理想運算放大器的開環差模輸入電阻Rid是(A)。

A.無窮大

B.零

C.約幾百千歐

D.約幾百歐姆 19.理想運算放大器的共模抑制比為(A)。

A.無窮大

B.零

C.約120 dB

D.約10 dB 20.理想運算放大器的開環輸出電阻Ro是（B）。

A.無窮大

B.零

C.約幾百千歐

D.約幾百歐姆 21.直接耦合電路中存在零點漂移主要是因為（C）。A.晶體管的非線性

B.電阻阻值有誤差

C.晶體管參數受溫度影響

D.靜態工作點設計不當

22.在集成運算放大電路中，為了穩定電壓放大倍數，通常應引入（B）負反饋。A.直流

B.交流

C.串聯

D.并聯

23.在集成運算放大電路中，為了穩定靜態工作點，通常應引入（A）負反饋。A.直流

B.交流

C.串聯

D.并聯

24.為了使放大器帶負載能力強，通常引入（A）負反饋。A.電壓

B.電流

C.串聯

D.并聯 25.引入并聯負反饋，可使放大器的（C）。A.輸出電壓穩定

B.反饋環內輸入電阻增加 C.反饋環內輸入電阻減小

D.輸出電流穩定

26.為了增大輸出電阻，應在放大電路中引入（A）。A.電流負反饋

B.電壓負反饋

C.直流負反饋

D.交流負反饋 27.欲減小放大電路從信號源索取的電流，增大帶負載能力，應在放大電路中引入（A）。A.電壓串聯負反饋

B.電壓并聯負反饋

C.電流串聯負反饋

D.電流并聯負反饋

28.欲從信號源獲得更大的電流，并穩定輸出電流，應在放大電路中引入（D）。

A.電壓串聯負反饋

B.電壓并聯負反饋

C.電流串聯負反饋

D.電流并聯負反饋

29.工作在線性區的運算放大器應置于（A）狀態。A.深度負反饋

B.開環

C.閉環

D.正反饋

30.在四種反饋組態中，能夠使輸出電壓穩定，并提高輸入電阻的負反饋是(B)。A.電壓并聯負反饋

B.電壓串聯負反饋

C.電流并聯負反饋

D.電流串聯負反饋

31.電壓并聯負反饋對放大器輸入電阻和輸出電阻的影響是（B）。A.輸入電阻變大，輸出電阻變小

B.輸入電阻變小，輸出電阻變小

C.輸入電阻變大，輸出電阻變大

D.輸入電阻變小，輸出電阻變大 32.集成運放具有很高的開環電壓放大倍數，這得益于（B）。

A.輸入級常采用差分放大器

B.中間級由多級直接耦合放大器構成C.輸出級常采用射極輸出器

D.中間級由多級阻容耦合放大器構成 33.集成運放的主要參數中，不包括以下哪項（D）。

A.輸入失調電壓

B.開環放大倍數

C.共模抑制比

D.最大工作電流

34.集成運放組成（B）放大器的輸入電流基本上等于流過反饋電阻的電流。A．同相比例運算

B．反相比例運算

C．差動

D．開環

35.欲實現Au＝－100的放大電路，應選用（A）。

A.反相比例運算電路

B.同相比例運算電路

C.積分運算電路

D.微分運算電路

36.集成運算放大電路調零和消振應在（A）進行。

A.加信號前

B.加信號后

C.自激振蕩情況下

D.以上情況都不行 37.欲將正弦波電壓疊加上一個直流量，應選用（A）。

A.加法運算電路

B.減法運算電路

C.積分運算電路

D.微分運算電路

38.集成運算放大器對輸入級的主要要求是（C）。A.盡可能高的電壓放大倍數

B.盡可能大的帶負載能力

C.盡可能高的輸入電阻，盡可能小的零點漂移

D.盡可能小的輸出電阻 39.集成運算放大器輸出級的主要特點是（A）。A.輸出電阻低，帶負載能力強

B.能完成抑制零點漂移

C.電壓放大倍數非常高

D.輸出電阻高，帶負載能力強

40.集成運算放大器中間級的主要特點是（C）。A.輸出電阻低，帶負載能力強

B.能完成抑制零點漂移

C.電壓放大倍數非常高

D.輸出電阻高，帶負載能力強

41.集成運算放大器的共模抑制比越大，表示該組件(C)。

A.差模信號放大倍數越大

B.帶負載能力越強

C.抑制零點漂移的能力越強

D.共模信號放大倍數越大

42.構成反饋通路的元器件(D)。A.只能是電阻元件

B.只能是電容元件

C.只能是三極管，集成運放等有源器件

D.可以是無源元件，也可以是有源器件

43.同相輸入比例運算放大器電路中的反饋極性和類型屬于（D）。A.正反饋

B.串聯電流負反饋

C.并聯電壓負反饋

D.串聯電壓負反饋

44.在運算放大器電路中，引入深度負反饋的目的之一是使運放(C)。A.工作在線性區，降低穩定性

B.工作在非線性區，提高穩定性

C.工作在線性區，提高穩定性

D.工作在非線性區，降低穩定性