第一篇：大功率開關電源中功率MOSFET的驅動技術

大功率開關電源中功率MOSFET的驅動技術 [出處/作者]：Microchip Technology公司

功率MOSFET具有導通電阻低、負載電流大的優點，因而非常適合用作開關電源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流組件，不過，在選用MOSFET時有一些注意事項。

功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導通。因此，柵極驅動器的負載能力必須足夠大，以保證在系統要求的時間內完成對等效柵極電容（CEI）的充電。

在計算柵極驅動電流時，最常犯的一個錯誤就是將MOSFET的輸入電容（CISS）和CEI混為一談，于是會使用下面這個公式去計算峰值柵極電流。

I = C(dv/dt)

實際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據MOSFET生產商提供的柵極電荷（QG）指標計算。

QG是MOSFET柵極電容的一部分，計算公式如下：

QG = QGS + QGD + QOD

其中：

QG--總的柵極電荷

QGS--柵極-源極電荷

QGD--柵極-漏極電荷（Miller）

QOD--Miller電容充滿后的過充電荷

典型的MOSFET曲線如圖1所示，很多MOSFET廠商都提供這種曲線。可以看到，為了保證MOSFET導通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。柵極電荷除以VGS等于CEI，柵極電荷除以導通時間等于所需的驅動電流（在規定的時間內導通）。

用公式表示如下：

QG =(CEI)(VGS)

IG = QG/t導通

其中：

● QG 總柵極電荷，定義同上。

● CEI 等效柵極電容

● VGS 刪-源極間電壓

● IG 使MOSFET在規定時間內導通所需柵極驅動電流

圖1

以往的SMPS控制器中直接集成了驅動器，這對于某些產品而言非常實用，但是，由于這種驅動器的輸出峰值電流一般小于1A，所以應用范圍比較有限。另外，驅動器發出的熱還會造成電壓基準的漂移。

隨著市場對“智能型”電源設備的呼聲日漸強烈，人們研制出了功能更加完善的SMPS控制器。這些新型控制器全部采用精細的CMOS工藝，供電電壓低于12V，集成的MOSFET驅動器同時可作為電平變換器使用，用來將TTL電平轉換為MOSFET驅動電平。以TC4427A為例，該器件的輸入電壓范圍（VIL = 0.8V，VIH = 2.4V）和輸出電壓范圍（與最大電源電壓相等，可達18V）滿足端到端（rail-to-rail）輸出的要求。

抗鎖死能力是一項非常重要的指標，因為MOSFET一般都連接著感性電路，會產生比較強的反向沖擊電流。TC4427型MOSFET驅動器的輸出端可以經受高達0.5A的反向電流而不損壞，性能不受絲毫影響。

另外一個需要注意的問題是對瞬間短路電流的承受能力，對于高頻SMPS尤其如此。瞬間短路電流的產生通常是由于驅動電平脈沖的上升或下降過程太長，或者傳輸延時過大，這時高壓側和低壓側的MOSFET在很短的時間里處于同時導通的狀態，在電源和地之間形成了短路。瞬間短路電流會顯著降低電源的效率，使用專用的MOSFET驅動器可以從兩個方面改善這個問題：

1．MOSFET柵極驅動電平的上升時間和下降時間必須相等，并且盡可能縮短。TC4427型驅動器在配接1000pF負載的情況下，脈沖上升時間tR和下降時間tF大約是25ns。其他一些輸出峰值電流更大的驅動器的這兩項指標還可以更短。

圖2

2．驅動脈沖的傳播延時必需很短（與開關頻率匹配），才能保證高壓側和低壓側的MOSFET具有相等的導通延遲和截止延遲。例如，TC4427A型驅動器的脈沖上升沿和下降沿的傳播延遲均小于2ns（如圖2）。這兩項指標會因電壓和溫度不同而變化。Microchip公司的產品在這項指標上已經躋身領先位置（同類產品此項指標至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驅動器這項指標更不理想）。

以上這些問題（直接關系到成本和可靠性）在獨立的、專用的驅動器中都已得到了比較好的處理，但是在集成型器件或傳統的分立器件電路中卻遠未如此。

典型應用

便攜式計算機電源

圖3為一個高效率同步升壓變換器的電路，其輸入電壓范圍是5V至30V，可以與AC/DC整流器（14V/30V）相連，也可以用電池供電（7.2V至10.8V）。

圖3

圖3中的TC1411N是一種低壓側驅動器，TC1411N的輸出峰值電流為1A，由于使用+5V供電，可以降低因柵極過充電引起的截止延時。TC4431是高壓側驅動器，輸出峰值電流可達1.5A。用這兩種器件驅動的MOSFET可以承受持續30ns、大小為10A的漏極電流。

臺式電腦電源

圖4為一種臺式電腦的電源電路，其中的同步降壓變換器一般用于CPU的供電，其輸出電流一般不低于6A。這種電路可以提供大小可調的電壓，而目前常見的分立器件電源卻做不到。

圖4的電路要比圖3簡單些，TC4428A在這里用作高壓側和低壓側的驅動器，并且共享電源VDD；為了降低成本，電路中使用了N溝道MOSFET。TC4428A的輸出能力較強，用它驅MOSFET可以承受持續25ns、大小為10A的漏極電流。

圖4

功率MOSFET以其導通電阻低和負載電流大的突出優點，已經成為SMPS控制器中開關組件的最佳選擇，專用MOSFET驅動器的出現又為優化SMPS控制器帶來了契機。那些與SMPS控制器集成在一起的驅動器只適用于電路簡單、輸出電流小的產品；而那些用分立的有源或無源器件搭成的驅動電路既不能滿足對高性能的要求，也無法獲得專用單片式驅動器件的成本優勢。專用驅動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產品的設計需要。

第二篇：大功率開關電源中功率MOSFET的驅動技術

大功率開關電源中功率MOSFET的驅動技術

電源網訊 功率MOSFET具有導通電阻低、負載電流大的優點，因而非常適合用作開關電源（switch-mode powersupplies，SMPS）的整流組件，不過，在選用MOSFET時有一些注意事項。功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導通。因此，柵極驅動器的負載能力必須足夠大，以保證在系統要求的時間內完成對等效柵極電容（CEI）的充電。

在計算柵極驅動電流時，最常犯的一個錯誤就是將MOSFET的輸入電容（CISS）和CEI混為一談，于是會使用下面這個公式去計算峰值柵極電流。I = C(dv/dt)實際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據MOSFET生產商提供的柵極電荷（QG）指標計算。

QG是MOSFET柵極電容的一部分，計算公式如下： QG = QGS + QGD + QOD 其中：

QG--總的柵極電荷 QGS--柵極-源極電荷

QGD--柵極-漏極電荷（Miller）QOD--Miller電容充滿后的過充電荷

典型的MOSFET曲線如圖1所示，很多MOSFET廠商都提供這種曲線。可以看到，為了保證MOSFET導通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。柵極電荷除以VGS等于CEI，柵極電荷除以導通時間等于所需的驅動電流（在規定的時間內導通）。用公式表示如下：QG =(CEI)(VGS)IG = QG/t導通 其中：

● QG 總柵極電荷，定義同上。● CEI 等效柵極電容 ● VGS 刪-源極間電壓

● IG 使MOSFET在規定時間內導通所需柵極驅動電流

圖1 以往的SMPS控制器中直接集成了驅動器，這對于某些產品而言非常實用，但是，由于這種驅動器的輸出峰值電流一般小于1A，所以應用范圍比較有限。另外，驅動器發出的熱還會造成電壓基準的漂移。隨著市場對“智能型”電源設備的呼聲日漸強烈，人們研制出了功能更加完善的SMPS控制器。這些新型控制器全部采用精細的CMOS工藝，供電電壓低于12V，集成的MOSFET驅動器同時可作為電平變換器使用，用來將TTL電平轉換為MOSFET驅動電平。TC4427A為例，該器件的輸入電壓范圍（VIL =0.8V，VIH = 2.4V）和輸出電壓范圍（與最大電源電壓相等，可達18V）滿足端到端（rail-to-rail）輸出的要求。

抗鎖死能力是一項非常重要的指標，因為MOSFET一般都連接著感性電路，會產生比較強的反向沖擊電流。TC4427型MOSFET驅動器的輸出端可以經受高達0.5A的反向電流而不損壞，性能不受絲毫影響。另外一個需要注意的問題是對瞬間短路電流的承受能力，對于高頻SMPS尤其如此。瞬間短路電流的產生通常是由于驅動電平脈沖的上升或下降過程太長，或者傳輸延時過大，這時高壓側和低壓側的MOSFET在很短的時間里處于同時導通的狀態，在電源和地之間形成了短路。瞬間短路電流會顯著降低電源的效率，使用專用的MOSFET驅動器可以從兩個方面改善這個問題：

1．MOSFET柵極驅動電平的上升時間和下降時間必須相等，并且盡可能縮短。TC4427型驅動器在配接1000pF負載的情況下，脈沖上升時間tR和下降時間tF大約是25ns。其他一些輸出峰值電流更大的驅動器的這兩項指標還可以更短。

2．驅動脈沖的傳播延時必需很短（與開關頻率匹配），才能保證高壓側和低壓側的MOSFET具有相等的導通延遲和截止延遲。例如，TC4427A型驅動器的脈沖上升沿和下降沿的傳播延遲均小于2ns（如圖2）。這兩項指標會因電壓和溫度不同而變化。Microchip公司的產品在這項指標上已經躋身領先位置（同類產品此項指標至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驅動器這項指標更不理想）。以上這些問題（直接關系到成本和可靠性）在獨立的、專用的驅動器中都已得到了比較好的處理，但是在集成型器件或傳統的分立器件電路中卻遠未如此。典型應用

便攜式計算機電源，圖3為一個高效率同步升壓變換器的電路，其輸入電壓范圍是5V至30V，可以與AC/DC整流器

（14V/30V）相連，也可以用電池供電（7.2V至10.8V）。

圖3 圖3中的TC1411N是一種低壓側驅動器，TC1411N的輸出峰值電流為1A，由于使用+5V供電，可以降低因柵極過充電引起的截止延時。TC4431是高壓側驅動器，輸出峰值電流可達1.5A。用這兩種器件驅動的MOSFET可以承受持續30ns、大小為10A的漏極電流。臺式電腦電源

圖4為一種臺式電腦的電源電路，其中的同步降壓變換器一般用于CPU的供電，其輸出電流一般不低于6A。這種電路可以提供大小可調的電壓，而目前常見的分立器件電源卻做不到。圖4的電路要比圖3簡單些，TC4428A在這里用作高壓側和低壓側的驅動器，并且共享電源VDD；為了降低成本，電路中使用了N溝道MOSFET。TC4428A的輸出能力較強，用它驅MOSFET可以承受持續25ns、大小為10A的漏極電流。

圖4 功率MOSFET以其導通電阻低和負載電流大的突出優點，已經成為SMPS控制器中開關組件的最佳選擇，專用MOSFET驅動器的出現又為優化SMPS控制器帶來了契機。那些與SMPS控制器集成在一起的驅動器只適用于電路簡單、輸出電流小的產品；而那些用分立的有源或無源器件搭成的驅動電路既不能滿足對高性能的要求，也無法獲得專用單片式驅動器件的成本優勢。專用驅動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產品的設計需要。

第三篇：基于DSP的大功率開關電源的設計方案

富士變頻器FRN15P11S-4CX 二手變頻器

0 引 言

信息時代離不開電子設備，隨著電子技術的高速發展，電子設備的種類與日俱增，與人們的工作、生活的關系也日益密切。任何電子設備又都離不開可靠的供電電源，它們對電源供電質量的要求也越來越高。

目前，開關電源以具有小型、輕量和高效的特點而被廣泛應用于電子設備中，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源。與之相應，在微電子技術發展的帶動下，DSP芯片的發展日新月異，因此基于DSP芯片的開關電源擁有著廣闊的前景，也是開關電源今后的發展趨勢。

電源的總體方案

本文所設計的開關電源的基本組成原理框圖如圖1所示，主要由功率主電路、DSP控制回路以及其它輔助電路組成。

開關電源的主要優點在“高頻”上。通常濾波電感、電容和變壓器在電源裝置的體積和重量中占很大比例。從“電路”和“電機學”的有關知識可知，提高開關頻率可以減小濾波器的參數，并使變壓器小型化，從而有效地降低電源裝置的體積和重量。以帶有鐵芯的變壓器為例，分析如下：

圖1 系統組成框圖

設鐵芯中的磁通按正弦規律變化，即φ= φMsinωt，則：

式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情況下，EM=√2E，φM=BMS，故：

東營二手變頻器http://www.tmdps.cnT、比較控制寄存器COMCONA/B、死區控制寄存器DBTCONA/B。

PWM波的生成需對TMS320LF2407A的事件管理模塊中的寄存器進行配置。由于選用的是PWM1/2，因此配置事件管理寄存器組A，根據需要生成帶死區PWM波的設置步驟為：

(1)設置并裝載比較方式寄存器ACTRA，即設置PWM波的輸出方式;

(2)設置T1CON寄存器，設定定時器1工作模式，使能比較操作;

(3)設置并裝載定時器1周期寄存器T1PR，即規定PWM 波形的周期;

(4)定義CMPR1寄存器，它決定了輸出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通過計算采樣值而得到的;

(5)設置比較控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中斷;

(6)設置并裝載死區寄存器DBTCONA，即設置死區時間。

圖10所示為帶死區PWM波的生成原理

3.5 鍵盤掃描及LCD顯示模塊

按鍵掃描執行模塊的作用是判斷用戶的輸入，對不同的輸入做出相應的響應。本開關電源設計采用16個壓電式按鍵組成的矩陣式鍵盤構成系統的輸入界面。16個按鍵的矩陣式鍵盤需要DSP的8個I/O口，這里選用IOPA0～IOPA3作為行線，IOPF0～IOPF3作為列線。由于TMS320LF2407A都是復用的I/O口，因此需要對MCRA和MCRC寄存器進行設置使上述8個I/O口作為一般I/O端口使用。按鍵掃描執行模塊采用的東營二手變頻器http://www.tmdps.cn/weixiuanli/ http://www.tmdps.cn/bianpinqichangshi/

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是中斷掃描的方式，只有在鍵盤有鍵按下時才會通過外部引腳產生中斷申請，DSP相應中斷，進人中斷服務程序進行鍵盤掃描并作相應的處理。

LCD顯示模塊需要DSP提供11個I/O口進行控制，包括8位數據線和3位控制線，數據線選用IOPB0～IOPB7，控制線選用IOPFO IOPF2，通過對PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的設置實現DSP與LCD的數據傳輸，實時顯示開關電源的運行狀態。

樣機研制

主要技術指標如下：輸入電壓：三相AC380 V±5%;輸出電壓：DC220V±2%;輸出電流：50 A;額定功率：11 kW。

所得試驗樣機額定負載時的輸出波形如圖11(a)所示。由圖11(a)實際讀數可知，輸出電壓從0上升到220 V的響應時間為1s左右，電源系統具有較快的響應速度。同時，由圖11(b)中的電壓波形局部放大圖可見，輸出電壓為220 V時，電壓波動在2 V左右，其最大電壓波動小于1%。

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圖11 樣機額定負載時的輸出波形

結論

本文介紹的基于DSP的大功率高頻開關電源，充分發揮了DSP強大功能，可以對開關電源進行多方面控制，并且能夠簡化器件，降低成本，減少功耗，提高設備的可靠性。試驗數據表明指標滿足設計要求，本電源均能夠保持良好的輸出性能。

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第四篇：開題報告-大功率開關電源的設計

開題報告

電氣工程及自動化

大功率開關電源的設計

一、綜述本課題國內外研究動態，說明選題的依據和意義

開關電源的前身是線性穩壓電源。在開關電源出現之前，各種電子裝置、電氣控制設備的工作電源都采用線性穩壓電源。隨著電子技術的迅猛發展，集成度的不斷增加，計算機等各種電子設備體積越來越小而功能卻越來越強大，因此，迫切需要重量輕、體積小、效率高的新型電源，這就為開關電源技術的發展提供了強大的動力。

可以說，開關電源技術的發展是隨著電力電子器件的發展而發展的。新型電力電子器件的發展為開關電源的發展提供了物質條件。20世紀60年代末，耐高壓、大電流的雙極型電力晶體管（亦稱巨型晶體管，BJT、GTR）的問世使得采用高工作頻率的開關電源的出現稱為可能。

早期的開關電源開關頻率僅為幾千赫茲，隨著磁性材料及大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短，開關電源工作頻率逐步提高。到了1969年，終于做成了25千赫茲的開關電源。由于它突破了人耳聽覺極限的20千赫茲，這一變化甚至被稱為“20千赫茲革命”。

在20世紀80年代以前，開關電源作為線性穩壓電源的更新換代產品，主要應用于小功率場合。而中大功率直流電源則以晶閘管相控整流電源為主。但是，這一格局從20世紀80年代起，由于絕緣柵極雙極型晶體管（簡稱IGBT）的出現而被打破。IGBT屬于電壓驅動型器件，與GTR相比前者易于驅動，工作頻率更高，有突出的優點而沒有明顯的缺點。因而，IGBT迅速取代了GTR，成為中等功率范圍的主流器件，并且不斷向大功率方向拓展。

開關電源開關頻率的提高可以使電源重量減輕、體積減小，但使開關損耗增大，電源效率降低，電磁干擾問題變得突出起來。為了解決因提高開關電源工作頻率而帶來的負面影響，同樣在20世紀80年代，出現了軟開關技術。軟開關技術采用準諧振技術的零電壓開關（ZVS）電路和零電流開關(ZCS)電路。在理想情況下，采用軟開關技術，可使開關損耗降為零。正是軟開關技術的應用，使開關電源進一步向效率高、重量輕、體積小、功率密度大的方向發展。經過近30年的發展，對軟開關技術的研究可謂方興未艾，它已成為各種電力電子電路的一項基礎性技術。迄今為止，軟開關技術應用最為成功的領域非開關電源莫屬。

最近幾年，“綠色電源”這一名詞開始進入人們的視野。所謂“綠色”是指，對環境不產生噪聲、不產生電磁干擾，對電網不產生諧波污染。為了提高開關電源的功率因數，降低開關電源對電網的諧波污染，在20世紀90年代，出現了功率因數校正（Power

Factor

Correction——PFC）技術。目前，單相PFC技術已比較成熟，相關的控制芯片已在各種開關電源中廣泛應用，相比之下三相PFC技術則還處在起步階段。

高頻化是開關電源輕、薄、小的關鍵技術，國外各大開關電源制造商都在功率鐵氧體材料上加大科技創新，并致力于開發新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的損耗，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能。另外，電容器的小型化和表面粘著（SMT）技術的應用為開關電源向輕、薄、小型化發展奠定了良好的技術支持。目前市場上出售的采用雙極性晶體管制成的100千赫茲開關電源和用場效應管制成的500千赫茲開關電源雖已使用化，但其工作頻率還有待進一步的提高。

模塊化是開關電源發展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統，實現并聯方式的容量擴展。

選擇本課題可以使我掌握開關電源的工作原理，進一步加深對開關電源的理解。并把所學的專業知識（包括單片機原理與應用技術、電力電子技術、大學物理、計算機輔助設計等）應用到具體實例中，有效地鞏固所學的基礎理論知識，真正做到學有所用。

二、研究的基本內容，擬解決的主要問題：

1、研究的基本內容包括：開關電源的工作原理，大功率開關電源中普遍采用的全橋型電路及其驅動電路以及高頻變壓器的設計與制作等。

2、計劃將此系統分成四部分——功率因數校正（PFC）電路、輔助電源模塊、主電路以及控制電路。

3、功率因數校正電路用來提高整流電路的功率因數，防止大量的諧波分量涌入電網，造成對電網的諧波污染，干擾其它用電設備的正常運行。

4、輔助電源模塊用來為控制電路提供電能。擬用單片集成開關電源芯片（TOP204）來實現。

5、控制電路用場效應管集成驅動芯片IR2155,驅動全橋電路。

6、主電路的設計主要包括高頻變壓器的設計和全橋型電路中功率管的選型。

三、研究步驟、方法及措施：

步驟：

（1）查閱相關的技術資料，制定初步的方案；

（2）利用適當的計算機輔助設計軟件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）對設計方案進行模擬仿真；

（3）四個模塊設計的先后順序為功率因數校正電路、輔助電源模塊、控制電路和主電路。

方法：化繁為簡，將整個系統分解成四個部分，方便設計、調試。對局部電路預先進行仿真，對結果有所預期。

措施：查閱于畢業設計有關資料和文獻（圖書館、超星電子圖書閱覽室等）。經常與指導老師取得聯系，一起探討有關電路的設計方案等問題。

四、參考文獻

[1]

康華光.電子技術基礎.模擬部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2005.[2]

周志敏，周紀海，紀愛華.高頻開關電源設計與應用實例[M].北京：人民郵電出版社，2004.[3]

張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2000.[4]

蔣玉萍，倪海東.高頻開關電源與應用[M].北京：機械工業出版社，2004.[5]

翟亮，凌民.基于MATLAB有控制系統計算機仿真[M].北京：清華大學出版社，2006.[6]

王慶.Protel

SE及DXP電路設計教程[M].北京：電子工業出版社，2006.[7]

劉國權，韓曉東.Protel

DXP

電路原理圖設計指南[M].北京：中國鐵道出版社，2003.[8]

周仲編。國產集成電路應用500例[M].北京：電子工業出版社，1992.

第五篇：高頻開關電源技術方案

高頻開關電源技術方案 客戶需求

技術參數30929003.pdf 技術方案 2.1 概述

現場的實際應用情況：12臺15V/12000A的電源配1臺90V/2000A的電源，每6臺15V/12000A 的電源配一臺6kV/380V/1MW的變壓器，其中90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作。

電源關注核心指標是可靠性和系統效率。

電源可以考慮采用3種主回路方式，每種方式各有優缺點。

2.2主回路原理圖方案1 2.2.1方案1 總體思想為輸入36脈波移相變壓器，6組功率模塊并聯的方式，具體電路如下： 15V/12000A開關電源最大輸出功率180kW，90V/2000A開關電源最大輸出功率180kW，功率等級一樣，考慮采用同樣的主回路原理，如下：

整流器整流器36脈移相變壓器整流器整流器整流器整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊2輸入380V/50Hz功率模塊3功率模塊4功率模塊5功率模塊6功率模塊原理如下：

高頻變壓器及整流

輸入端配置36脈波移相變壓器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求； 每臺開關電源采用6個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/2200A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/360A。

逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加36脈波移相變壓器，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。2.2.2方案2 總體思想為輸入PWM整流器，4組功率模塊并聯的方式，具體電路如下：

6脈波整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入380V/50Hz功率模塊2PWM整流器功率模塊3功率模塊4

輸入端配置PWM整流器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求；PWM整流器再備份一組6脈波整流器，只是在PWM整流器出故障時投入運行；

每臺開關電源采用4個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/3000A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/500A。

逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。

2.2.3方案3 總體思想為綜合6kV高壓配電，系統設計，利用6kV高壓變壓器直接做成36脈波移相變壓器，具體電路如下：

開關電源1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入6kV/50Hz36脈波移相變壓器開關電源6輸出15V/12000A或90V/2000A

輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊1380V/50Hz功率模塊26脈波整流器功率模塊3功率模塊4

6kV變壓器直接設計為36脈波移相變壓器，高壓側幾乎沒有諧波，每一組輸出接入一臺開關電源。開關電源就采用普通6脈波整流；

每臺開關電源采用4個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/3000A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/500A。

逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。

2.2.4方案比較

從系統可靠性、系統效率這兩個主要關心的方面進行比較。

本方案的逆變、二次整流、輸出濾波采用的最先進的技術，在前面的方案敘述中已經提出，逆變采用全軟開關技術，比硬開關的效率高出2%左右；二次整流采用同步整流技術，比普通二極管的效率高出5%～6%左右；輸出經過LC后為平滑的直流，不會引起后級導電排高頻發熱；電源內部輸出的直流匯流排全部采用銅排，比采用鋁排的效率高出1%左右；

方案選擇主要針對輸入采用哪一種方式更合理進行比較分析?？煽啃苑治觯?/p>

36脈波移相變壓器的可靠性遠遠高出PWM整流器，而且方案1采用6個模塊并聯，及時2個模塊出現故障，也不會影響系統使用，方案1的可靠性遠遠高出方案2的可靠性；

方案3把高壓變壓器引入，作為電源設計的一部分，相當于減少了一個變壓器的可靠性影響，因此方案3比方案1的可靠性更高。

系統效率分析：

方案1中變壓器損耗約為1.5%，整流器約為0.5%，前級總和約為2%；方案2中PWM整流器的損耗約為3%；方案1比方案2的效率略微高出一些；

方案3中比方案1只有一級變壓器的損耗，效率自然多出1.5%左右。綜合比較：方案排序為方案

3、方案

1、方案2。

2.2控制系統

功率模塊1模擬控制板Ig+-If1Io1IoUoK13875驅動電路IGBTK2集中控制板GV+-UfIfPI功率模塊6K5K6Ig+-If1K13875驅動電路IGBTIo1模擬控制板K

2控制方式：

雙環控制：電壓或電流外環，PI環； 每模塊電流內環，比例環 2.3監控單元

采用8寸觸摸屏；

功能：本地、遠程操作切換；電源設置、啟停操作；顯示輸出等參數，電源故障信息等；RS485上位機通訊等。2.4結構外形

見附件。