第一篇：開關電源保護電路_電源技術概要
開關電源保護電路_電源技術概要
評價開關電源的質量指標應該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術指標滿足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環境及突發故障情況下安全可靠地工作，必須設計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動，防過壓、欠壓、過熱、過流、短路、缺相等保護電路。開關電源常用的幾種保護電路 2.1 防浪涌軟啟動電路
開關電源的輸入電路大都采用電容濾波型整流電路，在進線電源合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會形成很大的浪涌電流，特別是大功率開關電源，采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達100A以上。在電源接通瞬間如此大的浪涌電流，重者往往會導致輸入熔斷器燒斷或合閘開關的觸點燒壞，整流橋過流損壞；輕者也會使空氣開關合不上閘。上述現象均會造成開關電源無法正常工作，為此幾乎所有的開關電源都設置了防止流涌電流的軟啟動電路，以保證電源正常而可靠運行。
圖1是采用晶閘管V和限流電阻R1組成的防浪涌電流電路。在電源接通瞬間，輸入電壓經整流橋（D1～D4）和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80％額定電壓時，逆變器正常工作。經主變壓器輔助繞組產生晶閘管的觸發信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，開關電源處于正常運行狀態。
圖1 采用晶閘管和限流電阻組成的軟啟動電路
圖2是采用繼電器K1和限流電阻R1構成的防浪涌電流電路。電源接通瞬間，輸入電壓經整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時輔助電源Vcc經電阻R2對并接于繼電器K1線包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K1的動作電壓時，K1動作，其觸點K1.1閉合而旁路限流電阻R1，電源進入正常運行狀態。限流的延遲時間取決于時間常數（R2C2），通常選取為0.3～0.5s。為了提高延遲時間的準確性及防止繼電器動作抖動振蕩，延遲電路可采用圖3所示電路替代RC延遲電路。
圖2 采用繼電器K1和限流電阻構成的軟啟動電路
圖3 替代RC的延遲電路
2.2 過壓、欠壓及過熱保護電路
進線電源過壓及欠壓對開關電源造成的危害，主要表現在器件因承受的電壓及電流應力超出正常使用的范圍而損壞，同時因電氣性能指標被破壞而不能滿足要求。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過壓、欠壓保護以提高電源的可靠性和安全性。
溫度是影響電源設備可靠性的最重要因素。根據有關資料分析表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10％，溫升50℃時的工作壽命只有溫升25℃時的1/6，為了避免功率器件過熱造成損壞，在開關電源中亦需要設置過熱保護電路。圖4是僅用一個4比較器LM339及幾個分立元器件構成的過壓、欠壓、過熱保護電路。取樣電壓可以直接從輔助控制電源整流濾波后取得，它反映輸入電源電壓的變化，比較器共用一個基準電壓，N1.1為欠壓比較器，N1.2為過壓比較器，調整R1可以調節過、欠壓的動作閾值。N1.3為過熱比較器，RT為負溫度系數的熱敏電阻，它與R7構成分壓器，緊貼于功率開關器件IGBT的表面，溫度升高時，RT阻值下降，適當選取R7的阻值，使N1.3在設定的溫度閾值動作。N1.4用于外部故障應急關機，當其正向端輸入低電平時，比較器輸出低電平封鎖PWM驅動信號。由于4個比較器的輸出端是并聯的，無論是過壓、欠壓、過熱任何一種故障發生，比較器輸出低電平，封鎖驅動信號使電源停止工作，實現保護。如將電路稍加變動，亦可使比較器輸出高電平封鎖驅動信號。
圖4 過壓、欠壓、過熱保護電路
2.3 缺相保護電路
由于電網自身原因或電源輸入接線不可靠，開關電源有時會出現缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發現。當電源處于缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會嚴重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現異常，因此必須對缺相進行保護。檢測電網缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開關電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個簡單的電子缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結點H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅動信號。比較器的基準可調，以便調節缺相動作閾值。該缺相保護適用于三相四線制，而不適用于三相三線制。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。
圖5 三相四線制的缺相保護電路
圖6是一種用于三相三線制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅動信號，關閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調節缺相保護動作閾值。
圖6 三相三線制的缺相保護電路
2.4 短路保護
開關電源同其它電子裝置一樣，短路是最嚴重的故障，短路保護是否可靠，是影響開關電源可靠性的重要因素。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）兼有場效應晶體管輸入阻抗高、驅動功率小和雙極型晶體管電壓、電流容量大及管壓降低的特點，是目前中、大功率開關電源最普遍使用的電力電子開關器件。IGBT能夠承受的短路時間取決于它的飽和壓降和短路電流的大小，一般僅為幾μs至幾十μs。短路電流過大不僅使短路承受時間縮短，而且使關斷時電流下降率di/dt過大，由于漏感及引線電感的存在，導致IGBT集電極過電壓，該過電壓可在器件內部產生擎住效應使IGBT鎖定失效，同時高的過電壓會使IGBT擊穿。因此，當出現短路過流時，必須采取有效的保護措施。為了實現IGBT的短路保護，則必須進行過流檢測。適用IGBT過流檢測的方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值比較，用比較器的輸出去控制驅動信號的關斷；或者采用間接電壓法，檢測過流時IGBT的電壓降Vce，因為管壓降含有短路電流信息，過流時Vce增大，且基本上為線性關系，檢測過流時的Vce并與設定的閾值進行比較，比較器的輸出控制驅動電路的關斷。
在短路電流出現時，為了避免關斷電流的di/dt過大形成過電壓，導致IGBT鎖定無效和損壞，以及為了降低電磁干擾，通常采用軟降柵壓和軟關斷綜合保護技術。在檢測到過流信號后首先是進入降柵保護程序，以降低故障電流的幅值，延長IGBT的短路承受時間。在降柵動作后，設定一個固定延遲時間用以判斷故障電流的真實性，如在延遲時間內故障消失則柵壓自動恢復，如故障仍然存在則進行軟關斷程序，使柵壓降至0V以下，關斷IGBT的驅動信號。由于在降柵壓程序階段集電極電流已減小，故軟關斷時不會出現過大的短路電流下降率和過高的過電壓。采用軟降柵壓及軟關斷柵極驅動保護，使故障電流的幅值和下降率都能受到限制，過電壓降低，IGBT的電流、電壓運行軌跡能保證在安全區內。
在設計降柵壓保護電路時，要正確選擇降柵壓幅度和速度，如果降柵壓幅度大（比如7.5V），降柵壓速度不要太快，一般可采用2μs下降時間的軟降柵壓，由于降柵壓幅度大，集電極電流已經較小，在故障狀態封鎖柵極可快些，不必采用軟關斷；如果降柵壓幅度較小（比如5V以下），降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關斷，以避免過電壓發生。
為了使電源在短路故障狀態不中斷工作，又能避免在原工作頻率下連續進行短路保護產生熱積累而造成IGBT損壞，采用降柵壓保護即可不必在一次短路保護立即封鎖電路，而使工作頻率降低（比如1Hz左右），形成間歇“打嗝”的保護方法，故障消除后即恢復正常工作。
下面介紹幾種IGBT短路保護的實用電路及工作原理。
圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用于專用驅動器EXB841。EXB841內部電路能很好地完成降柵及軟關斷，并具有內部延遲功能，以消除干擾產生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監視腳6，而是經快速恢復二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發生過流，驅動器EXB841的低速切斷電路慢速關斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。
圖7 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護
圖8是利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過流時，VA
(a)電路原理圖
(b)PWM控制電路的輸出驅動波形圖
圖8 利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路
圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅動電流經R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時經R5C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。另一方面，在短路時經電流傳感器檢測短路電流，經比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關斷。
圖9 綜合過流保護電路
圖10是應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關斷及降低工作頻率保護技術的短路保護電路。
圖10
正常工作狀態，驅動輸入信號為低電平時，光耦IC4不導通，V1，V3導通，輸出負驅動電壓。驅動輸入信號為高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅動電壓，功率開關管V4工作在正常開關狀態。發生短路故障時，IGBT集電極電壓增大，由于Vce增大，比較器IC1輸出高電平，V5導通，IGBT實現軟降柵壓，降柵壓幅度由穩壓管VD2決定，軟降柵壓時間由R6C1形成2μs。同時IC1輸出的高電平經R7對C2進行充電，當C2上電壓達到穩壓管VD4的擊穿電壓時，V6導通并由R9C3形成約3μs的軟關斷柵壓，軟降柵壓至軟關斷柵壓的延遲時間由時間常數R7C2決定，通常選取在5～15μs。
V5導通時，V7經C4R10電路流過基極電流而導通約20μs，在降柵壓保護后將輸入驅動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關斷信號，以避免在故障狀態下形成硬關斷過電壓，使驅動電路在故障存在的情況下能執行一個完整的降柵壓和軟關斷保護過程。
V7導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發腳2獲得負觸發信號，555輸出腳3輸出高電平，V9導通，IC3被封鎖，封鎖時間由定時元件R15C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態，避免了發生短路故障后仍工作在原來的頻率下，連續進行短路保護導致熱積累而造成IGBT損壞。只要故障消失，電路又能恢復到正常工作狀態。結語 開關電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關重要。驗收技術指標時，應對保護功能進行驗證。
開關電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實現保護。
文中所述的保護電路可以靈活組合使用，以簡化電路結構和降低成本。
第二篇：LED開關電源保護電路介紹
LED開關電源保護電路介紹
一款好的LED開關電源除了需要穩定、高效、可靠外，電路的各種保護措施也必須精心設計，以避免在復雜環境條件下能夠迅速的對電源電路和負載進行有效保護，本文介紹LED開關電源的幾種常見保護電路。
1、過電流保護電路
在直流LED開關電源電路中，為了保護調整管在電路短路、電流增大時不被燒毀。其基本方法是，當輸出電流超過某一值時，調整管處于反向偏置狀態，從而截止，自動切斷電路電流。如圖1所示，過電流保護電路由三極管BG2 和分壓電阻R4、R5組成。電路正常工作時，通過R4與R5的壓作用，使得BG2 的基極電位比發射極電位高，發射結承受反向電壓。于是BG2 處于截止狀態(相當于開路)，對穩壓電路沒有影響。當電路短路時，輸出電壓為零，BG2 的發射極相當于接地，則BG2 處于飽和導通狀態(相當于短路)，從而使調整管BG1 基極和發射極近于短路，而處于截止狀態，切斷電路電流，從而達到保護目的。
圖2：LED開關電源輸入過電流保護電路
2、過電壓保護電路
直流LED開關電源中開關穩壓器的過電壓保護包括輸入過電壓保護和輸出過電壓保護。如果開關穩壓器所使用的未穩壓直流電源(諸如蓄電池和整流器)的電壓如果過高,將導致開關穩壓器不能正常工作,甚至損壞內部器件,因此LED開關電源中有必要使用輸入過電壓保護電路。圖3為用晶體管和繼電器所組成的保護電路，在該電路中，當輸入直流電源的電壓高于穩壓二極管的擊穿電壓值時，穩壓管擊穿，有電流流過電阻R，使晶體管T導通，繼電器動作，常閉接點斷開，切斷輸入。輸入電源的極性保護電路可以跟輸入過電壓保護結合在一起,構成極性保護鑒別與過電壓保護電路。
圖3：LED開關電源輸入過電壓保護電路
3、軟啟動保護電路
開關穩壓電源的電路比較復雜，開關穩壓器的輸入端一般接有小電感、大電容的輸入濾波器。在開機瞬間,濾波電容器會流過很大的浪涌電流,這個浪涌電流可以為正常輸入電流的數倍。這樣大的浪涌電流會使普通電源開關的觸點或繼電器的觸點熔化,并使輸入保險絲熔斷。另外，浪涌電流也會損害電容器,使之壽命縮短,過早損壞。為此,開機時應該接入一個限流電阻,通過這個限流電阻來對電容器充電。為了不使該限流電阻消耗過多的功率，以致影響開關穩壓器的正常工作,而在開機暫態過程結束后，用一個繼電器自動短接它,使直流電源直接對開關穩壓器供電，這種電路稱之謂直流LED開關電源的“軟啟動”電路。
如圖4(a)所示，在電源接通瞬間，輸入電壓經整流橋(D1～D4)和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80%額定電壓時，逆變器正常工作。經主變壓器輔助繞組產生晶閘管的觸發信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，LED開關電源處于正常運行狀態。為了提高延遲時間的準確性及防止繼電器動作抖動振蕩，延遲電路可采用圖4(b)所示電路替代RC延遲電路。
圖4：LED開關電源軟啟動保護電路
4、過熱保護電路
直流LED開關電源中開關穩壓器的高集成化和輕量小體積，使其單位體積內的功率密度大大提高，因此如果電源裝置內部的元器件對其工作環境溫度的要求沒有相應提高，必然會使電路性能變壞，元器件過早失效。因此在大功率直流LED開關電源中應該設過熱保護電路。
本文采用溫度繼電器來檢測電源裝置內部的溫度，當電源裝置內部產生過熱時，溫度繼電器就動作，使整機告警電路處于告警狀態，實現對電源的過熱保護。如圖5(a)所示，在保護電路中將P型控制柵熱晶閘管放置在功率開關三極管附近，根據TT102的特性(由Rr值確定該器件的導通溫度，Rr越大，導通溫度越低)，當功率管的管殼溫度或者裝置內部的溫度超過允許值時，熱晶閘管就導通，使發光二極管發亮告警。倘若配合光電耦合器，就可使整機告警電路動作，保護LED開關電源。該電路還可以設計成如圖5(b)所示，用作功率晶體管的過熱保護，晶體開關管的基極電流被N型控制柵熱晶閘管TT201旁路，開關管截止，切斷集電極電流,防止過熱。
圖5：LED開關電源過熱保護電路
第三篇：開關電源和模擬電源的區別
開關電源和模擬電源的區別
模擬電源：即變壓器電源，通過鐵芯、線圈來實現，線圈的匝數決定了兩端的電壓比，鐵芯的作用是傳遞變化磁場，(我國)主線圈在50HZ頻率下產生了變化的磁場，這個變化的磁場通過鐵芯傳遞到副線圈，在副線圈里就產生了感應電壓，于是變壓器就實現了電壓的轉變。
模擬電源的缺點：線圈、鐵芯本身是導體，那么它們在轉化電壓的過程中會由于自感電流而發熱(損耗)，所以變壓器的效率很低，一般不會超過35%。
音響器材功放中變壓器的應用：大功率功放需要變壓器提供更多的功率輸出，那么，只有通過線圈匝數的增加、鐵芯體積的增大來實現，匝數和鐵芯體積的增加就會加重其損耗，所以，大功率功放的變壓器必須做的非常大，這樣就會導致：笨重，發熱量大。
開關電源：在電流進入變壓器之前，通過晶體管的開關功能，將我們通常50HZ的電流頻率提升到數萬HZ，在這么高的頻率下，磁場變化頻率也達到幾萬HZ，那么，就可以減少線圈匝數、鐵芯體積獲得同樣的電壓轉化比，由于線圈匝數、鐵芯體積的減少，損耗大大降低，一般開關電源效率達到90%，而體積可以做的非常小，并且輸出穩定，所以開關電源具有模擬電源難以達到的優點。
(.開關電源也有自己的不足，如輸出電壓有紋波及開關噪聲，線性電源是沒有的)
音響器材-功放中開關電源的應用：開關電源的描述過程中已經表明開關電源的優勢，所以即使是大功率功放，開關電源一樣可以做的很精細、小巧，目前國內的數字功放以深圳崔帕斯數字音響設備公司的數字功放最為領先，他們目前已經發展到T類純數字功放，并且下一代S類功放也在研發中了，具體請參看如下資料：
數字電源
在簡單易用、參數變更要求不多的應用場合，模擬電源產品更具優勢，因為其應用的針對性可以通過硬件固化來實現，而在可控因素較多、實時反應速度更快、需要多個模擬系統電源管理的、復雜的高性能系統應用中，數字電源則具有優勢。此外，在復雜的多系統業務中，相對模擬電源，數字電源是通過軟件編程來實現多 方面的應用，其具備的可擴展性與重復使用性使用戶可以方便更改工作參數，優化電源系統。通過實時過電流保護與管理，它還可以減少外圍器件的數量。
在復雜的多系統業務中，相對模擬電源，數字電源是通過軟件編程來實現多方面的應用，其具備的可擴展性與重復使用性使用戶可以方便更改工作參數，優化電源系統。通過實時過電流保護與管理，它還可以減少外圍器件的數量。
數字電源有用DSP控制的，還有用MCU控制的。相對來講，DSP控制的電源采用數字濾波方式，較MCU控制的電源更能滿足復雜的電源需求、實時反應速度更快、電源穩壓性能更好。
數字電源有什麼好處它首先是可編程的，比如通訊、檢測、遙測等所有功能都可用軟件編程實現。另外，數字電源具有高性能和高可靠性，非常靈活。
干擾：單片機中數字和模擬之間，因為數字信號是頻譜很寬的脈沖信號，因此主要是數字部分對模擬部分的干擾很強;不僅一般都采用數字電源和模擬電源分開、二者之間用濾波器連接，在一些要求較高的場合，例如某些單片機內部的AD轉換器進行AD轉換時，常常要讓數字部分進入休眠狀態，絕大部分數字邏輯停止工作，以防止它們對模擬部分形成干擾。如果干擾嚴重,甚至可以分別用兩個電源,一般用電感和電容隔離就行了.也可以將整個板子上數字和模擬部分的電源分別聯在一起,用分別的通路直接接到電源濾波電容的焊點上.如果對抗干擾要求不高,也可以隨便接在一起.(1)如果不使用芯片的A/D或者D/A功能，可以不區分數字電源和模擬電源。
(2)如果使用了A/D或者D/A，還需考慮參考電源設計。
第四篇：高頻開關電源技術方案
高頻開關電源技術方案 客戶需求
技術參數30929003.pdf 技術方案 2.1 概述
現場的實際應用情況：12臺15V/12000A的電源配1臺90V/2000A的電源，每6臺15V/12000A 的電源配一臺6kV/380V/1MW的變壓器，其中90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作。
電源關注核心指標是可靠性和系統效率。
電源可以考慮采用3種主回路方式，每種方式各有優缺點。
2.2主回路原理圖方案1 2.2.1方案1 總體思想為輸入36脈波移相變壓器，6組功率模塊并聯的方式，具體電路如下： 15V/12000A開關電源最大輸出功率180kW，90V/2000A開關電源最大輸出功率180kW，功率等級一樣，考慮采用同樣的主回路原理，如下：
整流器整流器36脈移相變壓器整流器整流器整流器整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊2輸入380V/50Hz功率模塊3功率模塊4功率模塊5功率模塊6功率模塊原理如下：
高頻變壓器及整流
輸入端配置36脈波移相變壓器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求； 每臺開關電源采用6個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/2200A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/360A。
逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。
輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。
90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加36脈波移相變壓器，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。2.2.2方案2 總體思想為輸入PWM整流器，4組功率模塊并聯的方式，具體電路如下：
6脈波整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入380V/50Hz功率模塊2PWM整流器功率模塊3功率模塊4
輸入端配置PWM整流器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求；PWM整流器再備份一組6脈波整流器，只是在PWM整流器出故障時投入運行；
每臺開關電源采用4個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/3000A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/500A。
逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。
輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。
90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。
2.2.3方案3 總體思想為綜合6kV高壓配電，系統設計，利用6kV高壓變壓器直接做成36脈波移相變壓器，具體電路如下：
開關電源1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入6kV/50Hz36脈波移相變壓器開關電源6輸出15V/12000A或90V/2000A
輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊1380V/50Hz功率模塊26脈波整流器功率模塊3功率模塊4
6kV變壓器直接設計為36脈波移相變壓器，高壓側幾乎沒有諧波，每一組輸出接入一臺開關電源。開關電源就采用普通6脈波整流；
每臺開關電源采用4個功率模塊并聯的方式，如1個模塊出現異常，其他模塊還能繼續降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達5%以內，因此15V/12000A的開關電源每個模塊的等級設計為15V/3000A，90V/2000A的開關電源每個模塊的等級設計為90V/500A。
逆變采用移相全橋軟開關技術，效率高，比普通硬開關技術效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術，效率遠遠大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。
輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導電排由于高頻肌膚效應的緣故，導電排發熱嚴重。
90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。
2.2.4方案比較
從系統可靠性、系統效率這兩個主要關心的方面進行比較。
本方案的逆變、二次整流、輸出濾波采用的最先進的技術，在前面的方案敘述中已經提出，逆變采用全軟開關技術，比硬開關的效率高出2%左右；二次整流采用同步整流技術，比普通二極管的效率高出5%～6%左右；輸出經過LC后為平滑的直流，不會引起后級導電排高頻發熱；電源內部輸出的直流匯流排全部采用銅排，比采用鋁排的效率高出1%左右；
方案選擇主要針對輸入采用哪一種方式更合理進行比較分析。可靠性分析：
36脈波移相變壓器的可靠性遠遠高出PWM整流器，而且方案1采用6個模塊并聯，及時2個模塊出現故障，也不會影響系統使用，方案1的可靠性遠遠高出方案2的可靠性；
方案3把高壓變壓器引入，作為電源設計的一部分，相當于減少了一個變壓器的可靠性影響，因此方案3比方案1的可靠性更高。
系統效率分析：
方案1中變壓器損耗約為1.5%，整流器約為0.5%，前級總和約為2%；方案2中PWM整流器的損耗約為3%；方案1比方案2的效率略微高出一些；
方案3中比方案1只有一級變壓器的損耗，效率自然多出1.5%左右。綜合比較：方案排序為方案
3、方案
1、方案2。
2.2控制系統
功率模塊1模擬控制板Ig+-If1Io1IoUoK13875驅動電路IGBTK2集中控制板GV+-UfIfPI功率模塊6K5K6Ig+-If1K13875驅動電路IGBTIo1模擬控制板K
2控制方式：
雙環控制：電壓或電流外環，PI環； 每模塊電流內環，比例環 2.3監控單元
采用8寸觸摸屏；
功能：本地、遠程操作切換；電源設置、啟停操作；顯示輸出等參數，電源故障信息等；RS485上位機通訊等。2.4結構外形
見附件。
第五篇：sm7012待機電源控制芯片 BUCK電路應用方案概要
SM7012 AC/DC PWM 功率開關 v1.6 I D = G ID ?(0.23V0.23V R1 1 1 + R1 R 2 再將上式合并，最終得到 IDLIM： I DLIM = G ID ? 0.23V ?(然而在實際應用中，FB 腳是上拉的方式接入到 VDD，不可能對地短路。當系統啟動或者短路時，此時 FB 腳的電壓比較接近于 0V，通過內部高壓 MOS 管漏極電流則為最大值 IDLIM。IFB =-0.23V R1 GID = ΔID ΔIFB 從上圖可以看出，IFB 電流大，ID 的電流就小；IFB 電流小，ID 的電流就大。當 IFB 的電流大于 IFBSD 時，芯片會關閉 PWM，此時的 ID 的值大約為 85mA，同時芯片會自動進入突發模式。這對于系統工作在空載或者輕 載至關重要。? 過壓保護 當芯片 VDD 的電壓超過 VDDOVP 時，會觸發內部復位信號，導致系統重新啟動。-6-SM7012 AC/DC PWM 功率開關 v1.6 ? 典型應用方案 BUCK 電路—電磁爐應用方案 原理圖： F1 R1 5 D6 DRAIN VDD 4 ZD1 FB GND 3 2 SM7012 6 DRAIN AC C1 D1-D4 7 DRAIN DRAIN C2 C3 C4 L1 18V 8 GND 1 U1 D5 C5 C6 C7 D7 5V BOM 表： 位號 D1、D2、D3、D4 D5 D6 D7 ZD1 R1 C1 C2 變壓器參數： 參數 1N4007
BYV26C UF4007 BYV26C 18V 穩壓管 22Ω 4.7uF/400V 103 位號 C3 C4 C5 C6 C7 L1 F1 U1 參數 4.7uF/50V 104 220uF/25V 104 220uF/25V EE10 1A/250V SM7012 N1 N2 1）骨架EE10（4+4）臥式普通磁芯 2）電感量L為：1.6mH 3）N1：0.19mm線徑為繞150匝 4）N2：0.19mm線徑為繞64匝 7 SM7012 AC/DC PWM 功率開關 v1.6 ? 12V/500mA 反激電源應用方案 原理圖： C6 F1 LT1 C3 T1 R1 D7 C7 C8 C9 R4 L1 12V CX1 C1 RT1 LT2 C2 D5 D6 R3 CY1 8 7 6 5 U1 GND DRAIN SM7012 GND DRAIN DRAIN 1 2 3 VDD FB 4 DRAIN R5 R6 R9 R7 R2 U2 C10 C11 C4 C5 R8 U3 R10 BOM 清單： 位號 C1 C2 C3、C6 C4 C5 C7 C8 C9、C10 C11 R1 R2 變壓器參數： 參數 4.7uF/400V 10uF/400V 102/1KV 103/50V 4.7uF/50V 470 uF/25V 220 uF/25V 104/50V NC 100KΩ/1W 9.1K 位號 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 LT L1 D1、D2 參數 0R 15Ω/1W 120R/1/2W 1K 47K NC 33K 5.1K 40mH 3uH 1N4007 位號 D3、D4 D5、D6 D7 RT1 CX1 CY1 F1 U1 U2 U3 T1 參數 1N4007 FR107 SR2100 5D-9 0.1uF/275V 222/250V 1A/250V SM7012 光耦 TL431 EE16（5+5）-8-SM7012 AC/DC PWM 功率開關 v1.6 封裝形式 DIP8 SOP8-9-
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