第一篇：低頻電路期末試卷1
模擬綜合試卷一
一． 填充題
1． 集成運算放大器反相輸入端可視為虛地的條件是a，b。
2． 通用運算放大器的輸入級一般均采用察動放大器，其目的是a ,b。
3． 在晶體三極管參數相同，工作點電流相同條件下，共基極放大電路的輸入電阻比共射放大電路的輸入電阻。
4． 一個NPN晶體三極管單級放大器，在測試時出現頂部失真，這是 失真。
5． 工作于甲類的放大器是指導通角等于，乙類放大電路的導通角等于，工作于甲乙類時，導通角為。
6．甲類功率輸出級電路的缺點是，乙類功率輸出級的缺點是 故一般功率輸出級應工作于狀態。
7． 若雙端輸入，雙端輸出理想差動放大電路，兩個輸入電壓ui1=ui2,則輸出電壓為 V；若ui1=1500μV, ui2=500μV，則差模輸入電壓uid為 μV，共模輸入信號uic為 μV。
8． 由集成運放構成的反相比例放大電路的輸入電阻較 同相比例放大電路的輸入電阻較。9． 晶體三極管放大器的電壓放大倍數在頻率升高時下降，主要是因為 的影響。
10． 在共射、共集、共基三種組態的放大電路中，組態電流增益最； 組態電壓增益最??； 組態功率增益最高； 組態輸出端長上承受最高反向電壓。頻帶最寬的是 組態。二． 選擇題
1．晶體管參數受溫度影響較大，當溫度升高時，晶體管的β，ICBO,uBE的變化情況為（）。
A．β增加，ICBO,和 uBE減小 B.β和ICBO增加，uBE減小 C．β和uBE減小，ICBO增加 D.β、ICBO和uBE都增加 2．反映場效應管放大能力的一個重要參數是（）A.輸入電阻 B.輸出電阻 C.擊穿電壓 D.跨導 3．雙端輸出的茶分放大電路主要（）來抑制零點飄移。A.通過增加一級放大 B.利用兩個
C.利用參數對稱的對管子 D.利用電路的對稱性
4．典型的差分放大電路由雙端輸出變為單端輸出，共模電壓放大倍數（）。A.變大 B.變小 C.不變 D.無法判斷
5．差分放大電路的共模抑制比KCMR越大，表明電路（）A.放大倍數越穩定 B.交流放大倍數越大 C.直流放大倍數越大 D.抑制零漂的能力越強
6．負反饋放大電路以降低電路的（）來提高嗲路的其他性能指標。A.帶寬 B.穩定性 C.增益 D.輸入電阻 7．為了使運放工作于線性狀態，應（）A.提高輸入電阻 B.提高電源電壓 C.降低輸入電壓 D.引入深度負反饋
8．在正弦振蕩電路中，能產生等幅振蕩的幅度條件是（）。A.àF=1 B.àF> C.àF<1 D.àF=1 9．振蕩電路的振蕩頻率，通常是由（）決定 A.放大倍數 B.反饋系數
C.穩定電路參數 D.選頻網絡參數
10．在串聯型線性穩定電路中，比較放大環節放大的電壓是（）A.取樣電壓與基準電壓之差 B.基準電壓 C.輸入電壓 D.取樣電壓 三．分析計算題
1，如圖所示的放大電路中，已知Rb1=16kΩ, Rb2=11kΩ, Rc1=0.5kΩ, Rc2=2.2kΩ, RE1=0.2kΩ, RE2=2.2kΩ, RL=2.2kΩ，β=80, uBE=0.7V, VCC=24V。試求：（1）靜態工作點
（2）w畫出微變等效電路（3）電壓發達倍數
（4）輸入電阻Ri、輸出電阻Ro
2.如圖所示為N溝道結型結構的場效應管放大電路中，已知VP=-4v，IDSS=1mA，VDD=16v，RG1=160kΩ,，RG2=40kΩ，RG=1MΩ，RD=10kΩ，RS=8kΩ，RL=1MΩ。試求：（1）靜態工作點Q（2）畫出微變等效電路（3）電壓放大倍數Au
（4）輸入電阻Ri、輸出電阻Ro 3．如下圖所示的反饋電路，試求：
（1）用瞬時極性法在電路圖上標出極性，并指出反饋的類型；（2）說明反饋對輸入電阻和輸出電阻的影響；（3）在深度負反饋條件下的閉環電壓放大倍數。
4．如圖所示的運算放大電路中，已知R1 =R2=10k, R5=15k, R3 =R4= R6 =30k, RF3=30k, RFi =RF2=10k, E1=3V, E2=4V, E3=3V。試求：
（1）指出A1、A2、A3運算放大功能；
（2）計算輸出電壓uo1、和 uo。
uo2 5．如圖所示的單相橋式電容濾波整流電路，交流電源頻率f=50Hz, 負載電阻RL=120Ω,要求：直流電壓uo=30v, 試選擇整流元件及濾波電容C。
第二篇：低頻電路期末試卷3
模擬電路綜合試題三
一．填空題
1．雙極型晶體管工作在放大區偏置條件是 增強型N溝道的場效應管工作在放大區的偏置條件是。
2．射極跟隨器具有，，等三個特點。3．差分放大電路的基本功能是。
4．在信號源內阻，負載電阻大的場合，欲改善放大電路的性能，應采用 反饋。5．在阻容耦合放大電路中，若要降低下限頻率，應將耦合電容的值。6．要消除基本共發射極放大電路產生的飽和失真，應將靜態工作電流。7．乙類推挽放大電路的主要失真是，要消除此失真，應改用。8．理想運算放大器工作在線性放大區時具有 和 特性。二．選擇題
1． 在一個由NPN型晶體管構成的放大電路中,關于晶體管三個電極的電位,下列說法正確的是()A． 集電極電位一定最高 B.集電極電位一定最低
C．發射極電位一定最高 D.基極電位一定最低 2． 直接耦合多級放大電路（）。
A．只能放大直流信號 B.只能放大交流信號 C．既能放大直流信號也能放大交流信號 D.既不能放大直流信號也不能放大交流信號
3． N溝道結型場效應管中的載流子是（）A．自由電子 B.空穴 C.電子和空穴 D.帶電離子 4．對于結型場效應管，柵源極之間的PN結（）。
A． 必須正偏 B.必須零偏 C.必須反偏 D.可以任意偏置 5．通用型集成運放輸入極通常采用（）電路
A．差分放大 B.互補推挽 C.基本共射極放大 D.電流源
6.差分放大電路由雙端輸入變為單端輸入，差模電壓放大倍數（）。A.增加一倍 B.減小一半 C.不變 D.按指數規律變化 7．之流負反饋在電路中的主要作用是（）A．提高輸入電阻 B.降低輸出電阻 C.增大電路增益 D.穩定靜態工作點
8．為了穩定放大電路的輸出電壓，那么對于高內阻的信號源來說，放大電路應引入（）負反饋。A.電流串聯 B.電流并聯 C.電壓串聯 D.電壓并聯 三．分析與計算題
1．如圖所示，放大電路中，已知VCC=15V, Rs=0.5KΩ Rb1=40KΩ Rb2=20KΩ Rc=2KΩ RE1=0.2KΩ RE2=1.8KΩ RL=2KΩ β=50 UBE=0.7V。試求：（１）電路的靜態工作點（２）畫出微變等效電路（３）輸入電阻Ri和輸出電壓Ro
（４）電壓放大倍數Au和源電壓放大倍數Aus
2．由N溝道耗盡型場效應管組成的電路如下圖所示。設UGSQ=-0.2V, Gm=1.2ms。試求：（１）電路中的靜態工作點IDQ和UGSQ之值
'（２）畫出微變等效電路圖（３）電壓放大倍數áu
（４）輸入電阻Ri和輸出電阻RO 4.電路如下圖所示，試求：
（１）在電路圖上標出反饋的極性并指反饋的類型
（２）在深度的條件下，寫出電路能滿足（R1+R2）?R的條件下，輸出電流iO與輸入
電壓Ｕi的關系式
5．如圖所示的電路中，已知R1=RW=10KΩ,R2=20KΩ,U1=1V,設A為理想運算放大器，起輸出電壓最大值為12V,試分別求出當電位器RW的滑動端移到最上端、中間位置和最下端時的輸出電壓ＵO的值。
第三篇：低頻功率放大電路[小編推薦]
第6章 低頻功率放大電路
在實際的放大電路中，無論是分立元件放大器還是集成放大器，其末級都要求輸出較大的功率以便驅動如音響放大器中的揚聲器、電視機的顯像管和計算機監視器等功率型負載。能夠為負載提供足夠大功率的放大電路稱為功率放大電路，簡稱功放。
功率放大電路按構成放大電路器件的不同可分為分立元件功率放大電路和集成功率放大電路。由分立元件構成的功率放大電路，電路所用元器件較多，對元器件的精度要求也較高。輸出功率可以做得比較高。采用單片的集成功率放大電路，主要優點是電路簡單，設計生產比較方便，但是其耐電壓和耐電流能力較弱，輸出功率偏小。
功率放大電路按放大信號的頻率，可分為高頻功率放大電路和低頻功率放大電路。前者用于放大射頻范圍（幾百千赫茲到幾十兆赫茲）的信號，后者用于放大音頻范圍（幾十赫茲到幾十千赫茲）的信號。本章主要討論的是低頻功率放大電路。
6.1 功率放大器的一般問題
6.1.1功率放大器的特點及主要指標
從能量控制和轉換的角度來看，功率放大電路和一般的放大電路沒有本質的區別。但功率放大電路上既有較大的輸出電壓，同時也有較大的輸出電流，其負載阻抗一般相對較小，輸出功率要求盡可能大。因此從功率放大電路的組成和分析方法，到電路元器件的選擇，都與前幾章所討論的小信號放大電路有很大的區別。低頻功率放大器的主要指標有以下幾項：
1．提供盡可能高的輸出功率Po
功率放大器的主要要求之一就是輸出功率要大。為了獲得較大的輸出功率，要求功率放大管（簡稱功放管）既要輸出足夠大的電壓，同時也要輸出足夠大的電流，因此管子往往在接近極限運用狀態下工作。
所謂最大輸出功率，是指在輸入正弦信號時，輸出波形不超過規定的非線性失真指標時，放大電路最大輸出電壓和最大輸出電流有效值的成積，即：
Po?UoIo?Uom2?Iom2?12Uom?Iom
2．提供盡可能高的功率轉換效率
功率放大器實質上是一個能量轉換器，它將直流電源提供的功率轉換成交流信號的能量提供給負載，但同時還有一部分功率消耗在功率管上并產生熱量。
所謂效率就是負載得到的有用信號功率和電源提供的直流總功率的比值，其定義為
??PoPV
（6.1）
式中，Po為輸出信號功率，PV為直流總功率。顯然，? 越大越好，但總有0≤? ≤1。設功放管的損耗功率為PVT，則有
PV =Po+PVT
（6.2）
式（6.2）表明，提高效率? 可以在保持輸出功率Po不變的情況下降低損耗功率PVT。
值得注意的是，效率越低，輸出功率就越低，相對的消耗在電路內部的損耗功率也就越124 高，這部分電能使元器件和功率管的溫度升高，對電路的工作造成不利。
3．非線性失真要小
功率放大器是在大信號下工作，電壓電流擺動幅度很大，所以不可避免地產生非線性失真。而同一功率管的輸出功率越大，非線性失真也就越嚴重。在實際應用中，我們應根據負載的不同要求來選擇重點，如在音響和測量設備中應盡量減小非線性失真。而在控制繼電器和驅動電機等工業控制場合，允許有一定的非線性失真，而以輸出功率為主要目的。
4．功率管的散熱要好
在功率放大器中，即使最大限度地提高效率?，仍有相當大的功率消耗在功率管上，使其溫度升高。為了充分利用允許的管耗，使管子輸出的功率足夠大，就必須研究功率管的散熱問題。為了功率管的工作安全，必須給它加裝散熱片。功率管裝上散熱片后，可使其輸出功率成倍提高。
6.1.2功率放大電路工作狀態的分類
電路測試42 基本放大電路效率的測量
（見9.6）
功率放大電路按放大器中三極管靜態工作點設置的不同，可以分為甲類、乙類、甲乙類三種。如圖6-1所示。
圖6-1 功率放大電路的三種工作狀態
a）甲類
b）甲乙類
c）乙類
甲類功率放大電路通常將工作點設置在交流負載線的中點，放大管在整個輸入信號周期內都導通，有電流流過。甲類功放的導通角為θ=360°。
在甲類放大器中，當工作點確定之后，不管有無交流信號輸入，直流電源提供的功率PV始終是恒定的，且為直流電壓VCC與直流電流IC之積，PV?VCCIC
因此，由式（6.2）容易理解，當交流輸出功率Po越小時，管子及電阻上損耗的功率即無用功
率PVT反而越大，這種損耗功率通常以熱量的形式耗散出去。也就是說，在沒有信號輸出時，放大器的負荷恰恰是最重的，最有可能被熱擊穿，顯然這是極不合理的。
甲類功放的最大缺點是效率低下，可以證明在理想情況下，甲類放大電路的效率最高也只能達到50%。實際的甲類放大器的效率通常在10%以下。如果能做到無信號時，三極管處于截止狀態，電源不提供電流，只在有信號時電源才提供電流。把電源提供的能量大部分用到負載上，整體效率就會提高很多。按照此要求設計的放大器就是乙類功率放大器。乙類功率放大電路通常將工作點設置在截至區，放大管在整個輸入信號周期內僅有半個周期導通，有電流流過。乙類功放的導通角為θ=180°。
甲乙類功率放大電路通常將工作點設置在放大區內，但很接近截至區，放大管在整個輸入信號周期內有大半個周期導通，有電流流過。甲乙類功放的導通角為180°≤θ≤360°。
甲乙類和乙類放大器的效率大大提高，因此甲乙類和乙類放大器主要用于功率放大電路中。
功率放大電路還有丙類，丁類等。丙類放大器一般用在高頻發射機的諧振功率放大電路中，其導通角為θ≤180°。丁類放大器工作于開關狀態，由于其工作效率高而得到越來越廣泛的應用。
6.2 乙類互補對稱功率放大電路
6.2.1 OCL電路的組成
乙類放大電路雖然管耗小，有利于提高效率，但存在嚴重的失真，只有半個周期導通，即輸出信號只有半個波形。常用兩個對稱的乙類放大電路，一個放大正半周信號，而另一個放大負半周信號，從而在負載上得到一個合成的完整波形，這種兩管交替工作的方式稱為推挽工作方式，這種電路稱為乙類互補對稱推挽功率放大電路。
電路測試43 基本互補對稱電路的測試（見9.6）
功率放大器的基本電路如圖6-2a所示，該電路中，VT1和VT2分別為NPN型管和PNP型管，兩管的基極和發射極分別相互連接在一起，信號從基極輸入，從射極輸出，RL為負載。這個電路可以看成是由圖6-2b，6-2c兩個射極輸出器組合而成。
圖6-2 兩射極輸出器組成的基本互補對稱電路
a）基本互補對稱電路
b）由NPN管組成的射極輸出器
c）由PNP管組成的射極輸出器
（1）靜態分析
當輸入信號ui=0時，兩個三級管都工作在截至區，此時的靜態工作電流為零，負載上無126 電流流過，輸出電壓為零。輸出功率為零。
（2）動態分析
當信號處于正半周時，VT2截止，VT1放大，有電流通過負載RL；而當信號處于負半周時，VT1截止，VT2放大，仍有電流通過負載RL。負載RL上流過的電流是一個完整的正弦波信號。
在電路完全對稱的理想情況下，負載電阻上的直流電壓為零，因此，不必采用耦合電容來隔直流，所以，該電路稱為無輸出電容電路（OCL電路）。
6.2.2 OCL電路的性能分析
參見圖6-2a，為分析方便起見，設晶體管是理想的，兩管完全對稱，其導通電壓UBE = 0，飽和壓降UCES = 0。則放大器的最大輸出電壓振幅為VCC，最大輸出電流振幅為VCC?RL，且在輸出不失真時始終有ui = uo。
1.輸出功率Po
設輸出電壓的幅值為Uom，有效值為Uo；輸出電流的幅值為Iom，有效值為Io。則
Po?UoIo?Uom2?Iom2RL12?122I2omRL?Uom2RL
2（6.3）
當輸入信號足夠大，使Uom=Uim =VCC ?UCES≈VCC時，可得最大輸出功率
Po?Pom??UomRL?VCC2RL2
（6.4）
2.直流電源供給的功率PV
由于VT1和VT2在一個信號周期內均為半周導通，因此直流電源VCC供給的功率為
PV1?
??12?1?0?0VCC?iC1d(?t)
?2??VCC?ICmsin?td(?t)
?2?1?0VCC?UomRLsin?td(?t)
?VCCUom?RL
因為有正負兩組電源供電，所以總的直流電源供給的功率為
PV?2VCCUom?RL2πVCCRL2
（6.5）
當輸出電壓幅值達到最大，即Uom≈VCC時，得電源供給的最大功率為
PVm???1.27Pom
（6.6）
3.效率?
??PoPV??4?UomVCC
（6.7）
當輸出電壓幅值達到最大，即Uom≈VCC時，得最高效率
?m?
PomPVm??4?78.5%
（6.8）
這個結論是假定互補對稱電路工作在乙類，且負載電阻為理想值，忽略管子的飽和壓降UCES和輸入信號足夠大（Uim≈Uom≈VCC）情況下得來的，實際效率比這個數值要低些。
4.管耗PVT
兩管的總管耗為直流電源供給的功率PV與輸出功率Po與之差 即
PVT?PV?Po?2VCCUom?RL?Uom2RL2
2Uom?2?VCCUom
???
（6.9）??RL??4??
顯然，當ui =0即無輸入信號時，Uom =0, Po, 管耗PVT和直流電源供給的功率PV 均為0。5.最大管耗和最大輸出功率的關系
電路測試44 基本互補對稱電路最大管耗的測量（見9.6）
當輸出電壓幅度最大時，雖然功放管電流最大但管壓降最小，故管耗不是最大；當輸出電壓為零時，雖然功放管管壓降最大但集電極電流最小。故管耗也不是最大。由式（6.7）知，管耗PVT是輸出電壓幅值Uom的一元二次函數，存在極值。對式（6.7）求導可得
dPVT/dUom?Uom?2?VCC???
RL??2?令dPVT/dUom?0，則：
VCC??Uom2?02?
（6.10）
Uom?式（6.10）表明，當輸出電壓Uom?2?VCCVCC?0.6VCC時具有最大管耗。
將式（6.10）代入式（6.7）可得最大管耗為：
2??2VCC??22?V???222VCC?VCC1?2VCC11??CC???????
（6.11）?2?2??2??RL??RLRL??4?????????PVT1m而最大輸出功率Pom?12?VCCRL2，則每管的最大管耗和電路的最大輸出功率具有如下的關系
PVT1m?1VCC?22RL?0.2Pom
（6.12）
式（6.12）常用來作為乙類互補對稱電路選擇管子的依據，例如，如果要求輸出功率為5W，則只要用兩個額定管耗大于1W的管子就可以了。
需要指出的是，上面的計算是在理想情況下進行的，實際上在選管子的額定功耗時，還要留有充分的余地。
功放管消耗的功率主要表現為管子結溫的升高。散熱條件越好，越能發揮管子的潛力，增加功放管的輸出功率。因而，管子的額定功耗還和所裝的散熱片的大小有關。必須為功放管配備合適尺寸的散熱器。
6.2.3 功率晶體管的選擇
在選擇功率晶體管時，必須考慮晶體管的最大集電極功耗PCM、最大管壓降VBR, CEO、最大集電極電流ICM。
① 每只功率管的最大允許管耗PCM必須大于實際工作時的PVT1m。
② 由于乙類互補對稱功率放大電路中得一個晶體管導通時，另一個晶體管截止。當輸出電壓達到最大不失真輸出幅度時，截止管所承受的反向電壓為最大，且近似等于2 VCC。因此，應選用擊穿電壓VBR, CEO?2VCC的功率管。
③ 通過功率晶體管的最大集電極電流為VCC/RL，選擇功率晶體管的最大允許的集電極電流應滿足ICM>VCC/RL。
【例6-1】已知乙類互補對稱功放電路如圖6-2a所示，設VCC=24V，RL=8?試求： ① 估算其最大輸出功率Pom以及最大輸出時的PV、PVT1和效率?，并說明該功率放大電路對功率晶體管的要求。
② 放大電路在? = 0.6時的輸出功率Po的值。解
① 求Pom 由式（6.4）可求出
Pom?12?VCCRL2?(24V)22?8??36W
而通過晶體管的最大集電極電流，晶體管的c, e極間的最大壓降和它的最大管耗分別為
ICm?VCCRL?24V8??3AUCEm?2VCC?48VPVT1m?0.2Pom?0.2?36W?7.2W
功率晶體管的最大集電極電流ICM必須大于3A，功率管的擊穿電壓VBR, CEO必須大于48V，功率管的最大允許管耗PCM必須大于7.2W。
② 求? =0.6時的Po值。由式（6.6）可求出
Uom?4VCC??UomRL2?4?24V?0.6?(18.3V)8?2?18.3V
則
Po?12??12??20.9W
6.2.4 OTL電路和BTL電路
OCL乙類互補對稱功率放大電路的特點是：雙電源供電、由于電路無需輸出電容所以電路可以放大變化較緩慢的信號，頻率特性較好。但由于負載電阻直接連在兩個晶體管的發射極上，假如靜態工作點失調或電路內元器件損壞，負載上有可能因獲得較大的電流而損壞，實際電路中可以在負載回路中接入熔斷絲。
OCL乙類互補對稱功率放大電路具有很多優點，但是采用雙電源的供電方式很不方便，互補對稱電路也可采用單電源供電，即為OTL乙類互補對稱功率放大電路。
OTL乙類互補對稱功率放大電路如圖6-3所示，VT1和VT2組成互補對稱功放的輸出電路，信號從基極輸入，發射極輸出；VT1為前置放大級，RL為負載，C1為耦合電容，C2為輸出端所接的大電容，由于VT1和VT2對稱，所以靜態時大電容C2上的電壓為VCC/2，所以C2可以作為一個電源使用，C2還有隔直流的作用。
OTL乙類互補對稱功率放大電路雖然少用一個電源，但由于大電容C2的存在，使電路對不同頻率的信號會產生不同的相移，輸出信號會產生失真。OTL電路的分析計算方法和OCL基本相同，只要把前面推導出的計算公式中的VCC換成VCC/2即可。
+VCCRCRB1iC1VT1C2+VCCVT1VT2VT3iLRLCEiC2uoRLuoVT3C1RB2uiVT2VT4uiRE
圖6-3 OTL互補對稱電路
圖6-4 BTL互補對稱電路
OCL電路和OTL電路的特點是效率高，但不足是電源利用率不高，電路中負載上獲得的最大輸出電壓值只有所加電源電壓的一半，電路的輸出功率將受到電源電壓的限制。為了提高電源的利用率，使負載上獲得較大的功率，可以采用平衡式無輸出變壓器電路，又稱為BTL電路。
BTL乙類互補對稱功率放大電路如圖6-4所示，VT1和VT2，VT3和VT4分別組成一對互補管，BTL電路由兩組對稱電路組成，RL為負載；信號從基極輸入，發射極輸出。靜態時，負載上RL的輸出為零。輸入信號ui正半周時，晶體管VT1和VT4導通，輸出電壓最大值約為VCC，輸入信號ui負半周時，晶體管VT2和VT3導通，輸出電壓最大值約為VCC。輸出功率為：
Po?Pom?12?UomRL2?VCC2RL2
可以證明，在同樣大小的電源電壓的負載的情況下，BTL電路的效率近似為78.5%。最大輸出功率是OTL電路的四倍。其輸出也不需要接耦合電容。其缺點是所用的晶體管數目較多。
6.3甲乙類互補對稱功率放大電路
6.3.1 乙類互補對稱電路的失真
電路測試45 基本互補對稱電路失真的測試（見9.6）
前面所討論的乙類互補對稱電路（圖6-5a所示）在實際應用中還存在一些缺陷，主要是晶體管沒有直流偏置電流，因此只有當輸入電壓大于晶體管導通電壓（硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V）時才有輸出電流，當輸入信號ui低于這個數值時，VT1和VT2都截止，iC1和iC2130 基本為零，負載RL上無電流通過，出現一段死區，如圖6-5b所示。這種現象稱為交越失真。解決這一問題的辦法就是預先給晶體管提供一較小的基極偏置電流，使晶體管在靜態時處于微弱導通狀態，即甲乙類狀態。
圖6-5 工作在乙類的雙電源互補對稱電路
a）電路
b）形成交越失真的原理
6.3.2 甲乙類互補對稱電路 1.甲乙類雙電源互補對稱電路
圖6-6所示為采用二極管作為偏置電路的甲乙類雙電源互補對稱電路。該電路中，VD1, VD2上產生的壓降為互補輸出級VT1、VT2提供了一個適當的偏壓，使之處于微導通的甲乙類狀態，且在電路對稱時，仍可保持負載RL上的直流電壓為0；而VD1、VD2導通后的交流電阻也較小，對放大器的線性放大影響很小。另外，VT3通常構成驅動級，為簡明起見，其基極偏置電路在這里未畫出。
互補對稱電路
互補對稱電路
圖6-6 利用二極管進行偏置的圖6-7 利用恒壓源電路進行偏置的
采用二極管作為偏置電路的缺點是偏置電壓不易調整。圖6-7所示為利用恒壓源電路進行偏置的甲乙類互補對稱電路。該電路中，由于流入VT4的基極電流遠小于流過R1, R2的電流，因此可求出為VT1, VT2提供偏壓的VT4管的UCE4??1?R1/R2?UBE4，而VT4管的UBE4基本為一固定值，即UCE4相當于一個不受交流信號影響的恒定電壓源，只要適當調節R1, R2的
比值，就可改變VT1, VT2的偏壓值，這是集成電路中經常采用的一種方法。
2.甲乙類單電源互補對稱電路
在有些要求不高而又希望電路簡化的場合，可以考慮采用一個電源的互補對稱電路，如圖6-8所示。該電路中，C為大電容，正常工作時，可使N點直流電位UN =VCC/2，而大電容C對交流近似短路，因此C上的電壓uC≈UC =UN =VCC/2。當信號ui輸入時，由于VT3組成的前置放大級具有倒相作用，因此，在信號的負半周，VT1導電，信號電流流過負載RL，同時向C充電；在信號的正半周，VT2導電，則已充電的C起著雙電源電路中的?VCC的作用，通過負載RL放電并產生相應的信號電流。即只要選擇時間常數RLC足夠大（遠大于信號的最大周期），單電源電路就可以達到與雙電源電路基本相同的效果。
那么，如何使N點得到穩定的直流電壓UN =VCC/2？在該電路中，VT3管的上偏置電阻R2的一端與N點而不是與M點相連，即引入直流負反饋，因此只要適當選擇R1, R2的阻值，就可以使N點直流電壓穩定并容易得到UN =VCC/2。值得指出，R1, R2還引入了交流負反饋，使放大電路的動態性能指標得到了改善。
圖6-8 單電源互補對稱電路
需要特別指出的是，采用單電源的互補對稱電路，由于每個管子的工作電壓不是原來的VCC，而是VCC/2（輸出電壓最大也只能達到約VCC/2），所以前面導出的計算Po, PVT, PV和PVTm的公式中的VCC要以VCC/2代替。
6.4 集成功率放大器
電路測試46 集成功率放大器的測試（見9.6）
集成功率放大器由功率放大集成塊和一些外部阻容元件構成。它具有線路簡單，性能優越，工作可靠，調試方便等優點，額定輸出功率從幾瓦至幾百瓦不等。已經成為音頻領域中應用十分廣泛的功率放大器。
集成功率放大器中最主要的組件是功率放大集成塊，功率放大集成塊內部通常包括有前置級、推動級和功率級等幾部分電路，一般還包括消除噪聲、短路保護等一些特殊功能的電路。
功率放大集成塊的種類繁多，近年來市場上常見的主要有以下三家公司的產品：
① 美國國家半導體公司（NSC）的產品，其代表芯片有LM1875、LM1876、LM3876、132 LM3886、LM4766、LM386等。
② 荷蘭飛利浦公司（PHILIPS）的的產品，其代表芯片有TDA15××系列，比較著名的有TDA1514、TDA1521。
③ 意—法微電子公司（SGS）的的產品，其代表芯片有TDA20××系列，以及DMOS管的TDA7294、TDA7295、TDA7296等。
美國國家半導體公司的小功率音頻功率放大集成電路LM386因為其外圍電路比較簡單，雙列直插式封裝，8個引腳，單電源供電，電源電壓范圍廣（4V～12V 或 5V～18V）。功耗低，在6V電源電壓下，它的靜態功耗僅為24mW。輸入端以地位參考，同時輸出端被自動偏置到電源電壓的一半。頻帶較寬（300KHZ），輸出功率0.3W～0.7W，最大可達2W。LM386主要應用于低電壓消費類產品，特別適用于電池供電的場合。
圖6-9所示為LM386集成功率放大器的其內部電路，該電路中由差動放大電路構成輸入級，其電路形式為雙端輸入-單端輸出結構。共射放大電路構成中間放大級，VT9和VT10構成互補對稱電路的輸出級。采用單電源供電的OTL電路形式。內部自帶有反饋回路，電阻R7從輸出端連接至輸入級，與R5，R6組成反饋網絡，形成電壓串聯交直流負反饋?？梢苑€定靜態工作點，減小失真。VT8，VD1，VD2的作用是為VT9，VT10提供適當的直流偏置，以防止VT9，VT10產生交越失真。I為恒流源，作為中間級的負載。
R⑧⑦15k?15k?增益調節C①I⑥電源R4接旁路電容R4150?R51.35k?R615k?R7VT10VD1⑤輸出反相輸入VT1VT3VT2VT6VT4同相輸入②VT5③VD2VT850k?輸入級R150k?中間級輸出級R2VT7VT9④地
圖6-9 LM386集成功率放大器內部電路
圖6-10a所示為LM386集成功率放大器的引腳圖，②腳為反相輸入端，③腳為同相輸入端，⑤腳為輸出端，⑥腳接電源+VCC，④腳接地，⑦腳接一個旁路電容，一般取10μF, ①腳和⑧腳之間增加一只外接電阻和電容，便可使電壓增益調為任意值（LM386電壓增益可調范圍為20～200），最大可調至200。若①腳和⑧腳之間開路，則電壓放大倍數為內置值為20；若①腳和⑧腳之間只接一個10μF的電容，則電壓放大倍數可達200；如圖6-10b所示為LM386集成功率放大器的典型應用電路圖中若R=1.2k?的電阻，C=10μF的電容時，電壓放大倍數可達50；使用時，可通過調節電阻R的大小來調節電壓放大倍數的大小。
增益旁路電源輸出調節電容+VCC6R1874CE10μF8765uinC5100μF23C2LM3861234地LM38610k?RW1μF100?C1R1增益反相同相調節輸入輸入(a)(b)
圖6-10 LM386集成功率放大器的引腳圖和典型應用電路
a）LM386外形引腳排列
b）LM386典型應用電路
LM386在和其它電路結合使用時有可能產生自激，對于高頻自激，可在輸入端和地之間，引腳8與地之間加接一個小電容；對于低頻自激，可在輸入端與地之間接一電阻，同時加大電源腳（6腳）的濾波電容。
選擇功率放大集成塊時主要應注意芯片的輸出功率、供電類型、最大、最小供電電壓和典型供電電壓值。其次主要考慮的因素有放大倍數（增益）的大小、效率的高低，還要考慮芯片總諧波失真的大小、頻率特性、輸入阻抗和負載電阻的大小，最后還要考慮外圍電路的復雜程度。
6.5 功率器件
1.功率晶體管
如圖6-11示為典型的功率晶體管外形示意圖。為保證功率晶體管散熱良好，通常晶體管有一個大面積的集電結并與熱傳導性能良好的金屬外殼保持緊密接觸。在很多實際應用中，還要在金屬外殼上再加裝散熱片，甚至在機箱內功率管附近安裝冷卻裝置，如電風扇等。
圖6-11 功率晶體管的外形圖
（1）功率晶體管的熱擊穿
在功率放大電路中，給負載輸送功率的同時，管子本身也要消耗一部分功率，這部分功率主要消耗在晶體管的集電結上（因為集電結上的電壓最高，一般可達幾伏到幾十伏以上，而發射結上的電壓只有零點幾伏），并轉化為熱量使管子的結溫升高。當結溫升高到一定程度（鍺管一般約為90℃，硅管約為150℃）以后，就會使管子因過熱擊穿而永久性損壞，因而輸出功率受到管子允許的最大管耗的限制。值得注意的是，管子允許的功耗與管子的散熱情況有密切的關系。如果采取適當的散熱措施，就有可能充分發揮管子的潛力，增加功率管的輸134 出功率。反之，就有可能使晶體管由于結溫升高而被損壞。所以解決好功率晶體管的散熱問題，對于提高功率放大器的整機性能具有重要的意義。
（2）功率晶體管的二次擊穿
在實際工作中，常發現功率晶體管的功耗并未超過允許的PCM值，管子本身的溫度也并不高（不燙手），但功率晶體管卻突然失效或者性能顯著下降。這種損壞的原因，有可能是由于二次擊穿所造成的。下面就二次擊穿問題進行簡單介紹。
二次擊穿現象可以用圖6-11說明。當集電極電壓UCE逐漸增加時，首先出現一次擊穿現象，如圖6-11中AB段所示，這種擊穿就是正常的雪崩擊穿。當擊穿出現時，只要適當限制功率晶體管的電流（或功耗），且進入擊穿的時間不長，功率晶體管并不會損壞。所以一次擊穿（雪崩擊穿）具有可逆性。一次擊穿出現后，如果繼續增大iC到某數值，晶體管的工作狀態將以毫秒級甚至微秒級的速度移向低電壓大電流區，如圖6-12中BC段所示，BC段相當于二次擊穿。二次擊穿的結果也是一種永久性損壞。
圖6-12 晶體管的二次擊穿現象
產生二次擊穿的原因至今尚不完全清楚。一般來說，二次擊穿是一種與電流、電壓、功率和結溫都有關系的效應。它的物理過程多數認為是由于流過晶體管結面的電流不均勻，造成結面局部高溫（稱為熱斑），因而產生熱擊穿所致。這與晶體管的制造工藝有關。
晶體管的二次擊穿特性對功率管，特別是外延型功率管，在運用性能的惡化和損壞方面起著重要影響，因此在電路設計參數選擇時必須考慮二次擊穿的因素。如增大功率余量、改善散熱情況、選用較低的電源電壓、不要將負載開路或短路、輸入信號不要突然增大、對功率管采取適當的保護措施。
（3）功率晶體管的安全工作區
為了保證功率管安全工作，主要應考慮功率晶體管的極限工作條件的限制，這些條件有，集電極允許的最大電流ICM、集電極允許的最大電壓UBR,CEO和集電極允許的最大功耗PCM等，另外還有二次擊穿的臨界條件。
如圖6-13陰影線內所示為功率晶體管的安全工作區。顯然，考慮了二次擊穿以后，功率晶體管的安全工作范圍變小了。
需要指出的是，為保證功率晶體管工作時安全可靠，實際工作時的電壓、電流、功耗、結溫等各變量最大值不應超過相應的最大允許極限值的50%～80%。
135
6-13 功率晶體管的安全工作區
2.功率MOSFET
+ 功率MOSFET的結構剖面圖如圖6-14所示。它以N型襯底作為漏極，在其上有一層N? 型外延層，然后在外延層上摻雜形成一個P型層和一個N+ 型層源極區，最后利用光刻的方法沿垂直方向刻出一個V形槽，在V形槽表面有一層二氧化硅并覆蓋一層金屬鋁，形成柵極。當柵極加正電壓時，靠近柵極V形槽下面的P型半導體將形成一個N型反型層導電溝道（圖中未畫出）?？梢姡杂呻娮友貙щ姕系烙稍礃O到漏極的運動是縱向的，它與第3章介紹的載流子是橫向從源極流到漏極的小功率MOSFET不同。因此，這種器件被命名為VMOSFET（簡稱VMOS管）。
圖6-14 VMOSFET結構剖面圖
參見圖6-14，由于VMOS管的漏區面積大，因此有利于利用散熱片散去器件內部耗散的功率。同時溝道長度（當柵極加正電壓時在V形槽下P型層部分形成）可以做得很短（例如1.5?m），且溝道間又呈并聯關系（根據需要可并聯多個），故允許流過的電流ID很大。此外，利用現代半導體制造工藝，使VMOS管靠近柵極形成一個低濃度的N? 外延層，當漏極與柵極間的反向電壓形成耗盡區時，這一耗盡區主要出現在N外延區，N區的正離子密度低，電場強度低，因而有較高的擊穿電壓。這些都有利于VMOS制成大功率器件。目前制成的VMOS產品，耐壓達1000V以上，最大連續電流值高達200A。
與功率BJT相比，VMOS器件具有以下優點。
① 與MOS器件一樣是電壓控制電路器件，輸入電阻極高，因此所需驅動電流極小，功136
?
? 率增益高。
② 在放大區，其轉移特性幾乎是線性的，gm基本為常數。
③ 因為漏源電阻溫度系數為正，當器件溫度上升時，電流受到限制，所以VMOS不可能有熱擊穿，因而不會出現二次擊穿，溫度穩定性高。
④ 因無少子存儲問題，加上極間電容小，VMOS的開關速度快，工作頻率高，可用于高頻電路（其fT≈600MHz）或開關式穩壓電源等。
VMOS器件還有其他一些優點，例如導通電阻rDS,ON≈3?。目前在VMOSFET的基礎上又已研制出雙擴散VMOSFET，或稱DMOS器件，這是新的發展方向之一。
3．功率模塊
這里所討論的功率模塊是指由若干BJT、MOSFET或BiFET（BJT-FET組合器件）組合而成的功率部件。這種功率模塊近年來發展很快，成為半導體器件的一支生力軍。它的突出特點是，大電流、低功耗，電壓、電流范圍寬，電壓高達1200V，電流高達400A?，F在已廣泛用于不間斷電源（UPS）、各種類型的電機控制驅動、大功率開關、醫療設備、換能器、音頻功放等。
功率模塊包括BJT達林頓模塊、功率MOSFET模塊、IGBT（絕緣柵雙極型三極管）模塊等。按速度和功耗又可分為高速型和低飽和壓降型。這里以IGBT模塊為例，介紹功率模塊的結構。
IGBT是由具有高輸入阻抗、高速的MOSFET和低飽和壓降的BJT組成的。圖6-18所示為這種IGBT結構的簡化等效電路和器件符號。
圖6-15 IGBT的等效電路及符號
a）等效電路
b）符號
圖6-15中VT2為增強型MOS管，工作時，首先在施加于柵極電壓之后形成導電溝道，出現PNP管VT1的基極電流，IGBT導電；當FET溝道消失，基極電流切斷，IGBT截止。
功率模塊將許多獨立的大功率BJT，MOSFET等集合在一起封裝在一個外殼中，其電極與散熱片相隔離，型號不同，電路多樣化，便于應用。
知識小結
功率放大電路研究的重點是如何在允許的失真情況下，盡可能提高輸出功率和效率。
功率放大電路的特點是信號的電壓和電流的動態范圍大，是在大信號下工作的，小信號的分析方甲類功放電路的效率低，不適合作功放電路。與甲類功率放大電路相比，乙類互補對稱功率放大
法已不再使用，功率放大電路的分析方法通常采用圖解法進行分析。電路的主要優點是效率高，在理想情況下，其最大效率約為78.5%。為保證晶體管安全工作，雙電源互補對稱電路工作在乙類時，器件的極限參數必須滿足PCM＞PVT1≈0.2Pom，?UBR,CEO?＞2VCC，ICM＞VCC/RL。
來考慮。由于晶體管輸入特性存在死區電壓，工作在乙類的互補對稱電路將出現交越失真，克服交越失真集成功放具有體積小、電路簡單、安裝調試方便等優點而獲得廣泛的應用。
為了保證器件的安全運行，可從功率管的散熱、防止二次擊穿、降低使用定額和保護措施等方面的方法是采用甲乙類（接近乙類）互補對稱電路。通?？衫枚O管或三極管UBE擴大電路進行偏置。
思考與練習
6.1 如何區分晶體管是工作在甲類、乙類還是甲乙類？畫出在三種工作狀態下的靜態工作點及相應的工作波形。
6.2 在甲類、乙類和甲乙類放大電路中，放大管的導通角分別等于多少？它們中哪一類放大電路效率高？
6.3 由于功率放大電路中的晶體管常處于接近極限工作狀態，因此，在選擇晶體管時必須特別注意哪3個參數？
6.4 有人說：“在功率放大電路中，輸出功率最大時，功放管的功率損耗也最大?！边@種說法對嗎？設輸入信號為正弦波，對于工作在甲類的功率放大輸出級和工作在乙類的互補對稱功率輸出級來說，這兩種功放分別在什么情況下管耗最大？
6.5 與甲類功率放大電路相比，乙類互補對稱功率放大電路的主要優點是什么？ 6.6 乙類互補對稱功率放大電路的效率在理想情況可達到多少？
6.7 設采用雙電源互補對稱電路，如果要求最大輸出功率為5W，則每只功率晶體管的最大允許管耗PCM至少應多大？
6.8 在圖6-8所示電路中，用二極管VD1和VD2的管壓降為VT1和VT2提供適當的偏置，而二極管具有單向導電的特性，此時輸入的交流信號能否通過此二極管從而也為VT1和VT2供給交流信號？并說明理由。
6.9 設放大電路的輸入信號為正弦波，問在什么情況下，電路的輸出出現飽和及截止的失真？在什么情況下出現交越失真？用波形示意圖說明這兩種失真的區別。
6.10 在輸入信號正弦波作用下，互補對稱電路輸出波形是否有可能出現線性（即頻率）失真？為什么？ 6.11 在單電源互補對稱電路中，能用式（6.4）～（6.12）直接計算輸出功率、管耗、電源供給的功率、效率并選擇管子嗎？
6.12 在圖6-16所示電路中，設晶體管的?=100，UBE=0.7V，UCES=0，ICEO=0，電容C對交流可視為短路。輸入信號ui為正弦波。
① 計算電路可能達到的最大不失真輸出功率Pom。② 此時RB應調節到什么阻值？
③ 此時電路的效率?為多少？試與工作在乙類的互補對稱電路比較。
6.13 雙電源互補對稱電路如圖6-17所示，已知VCC=12V，RL=16?，ui為正弦波。
① 求在晶體管的飽和壓降UCES可以忽略不計的條件下，負載上可能得到的最大輸出功率Pom。② 每個管子允許的管耗PCM至少應為多少？ ③ 每個管子的耐壓?UBR, CEO?應大于多少？
138
圖6-16 習題6.12圖
圖6-17 習題6.13圖
6.14 參見圖6-17所示電路，設ui為正弦波，RL=8?，要求最大輸出功率Pom = 9W。晶體管的飽和壓降UCES可以忽略不計，求：
① 正、負電源VCC的最小值。
② 根據所求VCC最小值，計算相應的最小值ICM、?UBR,CEO?。③ 輸出功率最大（Pom =9W）時，電源供給的功率PV。④ 每個管子允許的管耗PCM的最小值。
⑤ 當輸出功率最大（Pom =9W）時所要求的輸入電壓有效值。
6.15 參見圖6-17所示電路，管子在輸入信號ui作用下，在一周內VT1和VT2輪流導通約180°，電源電壓VCC=20V，負載RL=8?，試計算：
① 在輸入信號Ui=10V（有效值）時，電路的輸出功率、管耗、直流電源供給的功率和效率。② 當輸入信號Ui的幅值Uim=VCC =20V時，電路的輸出功率、管耗、直流電源供給的功率和效率。6.16 一單電源互補對稱電路如圖6-18所示，設ui為正弦波，RL=8?，管子的飽和壓降UCES可以忽略不計。試求最大不失真輸出功率Pom（不考慮交越失真）為9W時，電源電壓VCC至少應為多大？
圖6-18習題6.16圖
6.17 參見圖6-8所示單電源互補對稱電路，設VCC=12V，RL = 8?，C的電容量很大，ui為正弦波，在忽略管子飽和壓降UCES情況下，試求該電路的最大輸出功率Pom。
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第四篇：單級低頻小信號放大電路
單級低頻小信號放大電路
一、理解電路原理、和的作用：的作用：、組成什么反饋：什么作用：組成什么反饋：什么作用：的作用：的作用：的作用：
二、實驗結果、測出三極管
極對地電位，判斷三極管工作區域、輸入端接，峰峰值為的正弦波，測出輸出端的峰峰值，算出放大倍數：去掉，輸入端接，峰峰值為的正弦波，測出輸出端的峰峰值，算出放大倍數：哪個放大倍數大：、輸入端接，峰峰值慢慢變大的正弦波，查看輸出端波形變化，出現什么現象？、輸入端接，峰峰值的正弦波，調節，查看輸出端波形變化，出現什么現象？
第五篇：低頻軟件實驗報告
一．實驗名稱：
1.MOS管放大電路 2.儀器放大器設計與仿真
3.邏輯電平信號檢測電路設計與仿真
4.三極管Beta值分選電路設計與仿真 5.寬帶放大電路設計與仿真
二．實驗目的：
1.(1)掌握MOS管放大電路的設計方法，理解MOS管的放大原理；
(2)掌握虛擬儀器庫中關于測試模擬電路儀器的使用方法，如示波器，毫伏表，信號發生器等虛擬儀器的使用。
2.(1)掌握儀器放大器的設計方法；
(2)理解儀器放大器對共模信號的抑制能力；
(3)熟悉儀器放大器的調試功能；
(4)掌握虛擬儀器庫中關于測試模擬電路儀器的使用方法，如示波器，毫
伏表信號發生器等虛擬儀器的使用。
3.(1)理解邏輯電平檢測電路的工作原理及應用；
(2)掌握用集成運放和555定時器構建邏輯電平檢測電路的方法；
(3)掌握邏輯電平測試器的調整和主要性能指標的測試方法。
4.(1)熟悉三極管的電流放大原理，掌握其各管腳電流之間的關系；
(2)掌握三極管放大電路和集成運算放大器（或集成電壓比較器）的特性
和應用；
(3)掌握電路仿真調試的原則和排除故障的方法。
5.(1)熟悉集成運算放大器的特性；
(2)掌握運用集成運算放大器構成有源濾波器的方法；
(3)掌握電路仿真調試的原則和排除故障的方法。
三．實驗原理
1.MOS管放大電路的原理圖如下圖所示：
MOS管放大電路有多種，而此種為最常見的，此MOS管放大電路為N溝道增強型的 共源放大電路，偏置電路為分壓式偏置電路，當交流信號經過MOS管時，則被放大。
2.儀器放大器設計與仿真的原理圖如下圖所示：
儀器放大器是用來放大差值信號的高精度放大器，它具有很大的共模抑制比，極高的 輸入電阻，且其增益能在大范圍內可調。儀器放大器的差值電壓增益：
因此改變電阻的值可以改變儀器放大器的差值電壓增益，此儀器放大器的增益是負的，要使增益為正的，則可在輸出時加一個反相器，即可得到增益為正的儀器放大器。
3..邏輯電平信號檢測電路設計與仿真的原理圖如下圖所示：
電路可以由五部分組成：輸入電路、邏輯狀態判斷電路、音響電路、發音電路和電源。其技術指標要求：
測量范圍：低電平VL<75?，高電平VH>3.5；用1kHz的音響表示被測信號為高電平； 用500kHz的音響表示被測信號為低電平； 當被測信號在0.75V～3.5V之間時，輸入電阻大于20k?；輸入和邏輯狀態判斷電路要求用集成運算放大器設計，產生電路 要求用555定時器構成的振蕩器設計。4.三極管Beta值分選電路設計與仿真的原理圖如下圖所示：
β是三極管共射電流放大系數，不是一個能夠直接測量的物理量，一般不區分直流和交流下放大系數。對于直流，有，忽略ICEO，固定IB、UCE的值，IC的值跟β值成正比，通過測量IC，選擇一定的比例系數k，由ＩＣ =Ｋβ測量β。測量β的問題轉化為對IC的測量。為了使數字測量設備能夠測量模擬量，本實驗還需要使用ADC。直接型ADC是把輸入的模擬電壓信號直接轉換為相應的數字信號，所以還要對IC 進行電流-電壓轉換。A/D轉換后就可以用通過譯碼器連接數碼管進行數字顯示了。5.寬帶放大電路設計與仿真原理圖如下圖所示：
由于用運放構成帶通濾波器信號范圍較寬，故可以用2個運放分別構成低通和高通并串聯。
濾波器的快速設計方法：
100（1）根據截止頻率fc，選定電容C（單位uF）的標稱值，使其滿足 K＝fc?C（1?K?10）；
（2）從設計表中查出與Av對應的電容值及K＝1時的電阻值，再將這 些電阻值乘以參數K，得電阻的設計值；
（3）實驗調整并修改電容、電阻值，測量濾波器的性能參數。
四．實驗器材：
1.Multisim虛擬儀器中的示波器、波特儀等
2.Multisim虛擬儀器中的函數發生器、運算放大器、示波器。3.Multisim虛擬儀器中的函數發生器、示波器、555定時器等。
4.NPN型三極管，4個發光二極管，若干個反相放大器、電壓比器，1個數碼管，1個4532BD。
5.Multisim虛擬儀器中的示波器、波特儀、函數信號發生器等。
五．實驗內容： 1.(1)按照實驗原理圖在Multisim中搭建電路(2)對電路進行仿真，其結果如下圖所示：
輸入、輸出波形如上圖所示。
2.（1）采用運算放大器設計并構建一起放大器：
a.輸入信號ui＝2sinwt(mV)時，要求輸出電壓信號uo＝0.4sinwt(V)，Avd=200，f=1kHZ；
b.輸入阻抗要求Ri>1MΩ。
(2)用虛擬儀器庫中關于測試模擬電路儀器，按設計指標進行調試。
其仿真結果為：
3.（1）按照原理圖在Multisim中搭建電路
（2）對原理圖進行分析與仿真，其仿真結果為： a．當V=0.5V<0.75V時,蜂鳴器發出較低沉的聲音
b.當0.75V
4.（1）按照原理圖在Multisim中搭建電路。
（2）通過改變β的值對電路進行仿真。其結果為：
β=25時，b.當β=75時，a.當
c.當β=125時，d.當β=175時，e.當β=225時，5.（1）按照原理圖在Multisim中搭建電路。
（2）對電路進行分析與仿真，其仿真結果為，輸入輸出信號的波形為：
其通頻帶波形為：
六．實驗總結
通過這段時間模電仿真的學習，在做上述五個軟件仿真實驗的學習過程中，不僅讓我詳細的了解和掌握對Mulitisim軟件的操作以及軟件仿真的流程，而且對理論課上老師講的模電的知識也有了進一步的了解與理解。在第一個仿真實驗中，也就是MOS管放大電路軟件仿真實驗中，加深了我對MOS管放大的原理的理解和如何利用MOS管設計放大器電路；在第二個軟件仿真中，也就是儀器放大器的設計與仿真實驗過程中，學會了如何計算儀器放大器的各種增益，如：電壓增益，電流增益等，還有對儀器放大器的設計的原理有了更加深刻的理解。在第三個仿真實驗中，也就是邏輯電平信號檢測電路設計與仿真的實驗，在這個過程中你我進一步學習了555定時器的設計與使用。在第四個仿真實驗中，也就是三極管Beta值分選電路設計與仿真。我不僅學會了測量β值的方法，而且還懂得了4532BP和7448N這兩塊芯片的原理以及使用方法，實質就是編碼器和譯碼器。最后通過第五個仿真實驗，也就是寬帶放大電路設計。在這個過程中加深了對濾波器的應用，以及對它的快速設計方法，同時對通頻帶也有了更深刻的理解。
除此之外，更重要的是讓我自己意識到我的模電的知識有多么的薄弱。在仿真實驗的電路設計過程中，有很多地方，我就只是僅僅知道該怎么連線，而不知道為什么這樣連。因此，當老師問起各個器件在電路中充當的作用的時候，我不能夠很好的解釋說明給老師聽，我想，造成這樣的結果最根本的原因就是我的模電的基礎知識沒有掌握牢固，畢竟，理論是實驗操作的原理與科學根據。
作為一名電子信息工程專業的學生，我覺得這樣的課程設計是十分有意義的，它將我們模電的理論學習與軟件仿真實驗操作聯系了起來，很有利于我們專業前景的發展，仿真軟件的操作也是我們專業學習的重要組成部分。軟件仿真實驗真的對我受益匪淺。盡管這門課程已經結束了，但是我一定會在今后的日子里對其進行堅持不懈的學習！
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