第一篇：低頻函數信號發生器設計
實驗報告
課程名稱：
電子系統綜合設計
指導老師：
周箭
成績：
實驗名稱：低頻函數信號發生器（預習報告）實驗類型：
同組學生姓名：
一、課題名稱
低頻函數信號發生器設計
二、性能指標
（1）同時輸出三種波形：方波，三角波，正弦波；（2）頻率范圍：10Hz～10KHz；
（3）頻率穩定性：（4）頻率控制方式：
① 改變RC時間常數；
； ② 改變控制電壓V1實現壓控頻率，常用于自控方式，即F=f（V1），（V1=1～10V）； ③ 分為10Hz～100Hz，100Hz～1KHz，1KHz～10KHz三段控制。
（5）波形精度：方波上升下降沿均小于2μs，三角波線性度δ/Vom<1%，正弦波失真度
；
（6）輸出方式：
a)做電壓源輸出時
輸出電壓幅度連續可調，最大輸出電壓不小于20V 負載RL=100Ω～1KΩ時，輸出電壓相對變化率ΔVO/VO<1% b)做電流源輸出時
輸出電流幅度連續可調，最大輸出電流不小于200mA 負載RL=0Ω～90Ω時，輸出電流相對變化率ΔIO/IO<1% c)做功率源輸出時
最大輸出功率大于1W（RL=50Ω，VO>7V有效值）具有輸出過載保護功能
三、方案設計
根據實驗任務的要求，對信號產生部分，一般可采用多種實現方案：如模擬電路實現方案、數字電路實現方案、模數結合的實現方案等。
數字電路的實現方案
一般可事先在存儲器里存儲好函數信號波形，再用D/A轉換器進行逐點恢復。這種方案的波形精度主要取決于函數信號波形的存儲點數、D/A轉換器的轉換速度、以及整個電路的時序處理等。其信號頻率的高低，是通過改變D/A轉換器輸入數字量的速率來實現的。
數字電路的實現方案在信號頻率較低時，具有較好的波形質量。隨著信號頻率的提高，需要提高數字量輸入的速率，或減少波形點數。波形點數的減少，將直接影響函數信號波形的質量，而數字量輸入速率的提高也是有限的。因此，該方案比較適合低頻信號，而較難產生高頻（如>1MHz）信號。
模數結合的實現方案
一般是用模擬電路產生函數信號波形，而用數字方式改變信號的頻率和幅度。如采用D/A轉換器與壓控電路改變信號的頻率，用數控放大器或數控衰減器改變信號的幅度等，是一種常見的電路方式。
模擬電路的實現方案
是指全部采用模擬電路的方式，以實現信號產生電路的所有功能。由于教學安排及課程進度的限制，本實驗的信號產生電路，推薦采用全模擬電路的實現方案。
模擬電路的實現方案有幾種：
①用正弦波發生器產生正弦波信號，然后用過零比較器產生方波，再經過積分電路產生三角波。但要通過積分器電路產生同步的三角波信號，存在較大的難度。原因是積分電路的積分時間常數通常是不變的，而隨著方波信號頻率的改變，積分電路輸出的三角波幅度將同時改變。若要保持三角波輸出幅度不變，則必須同時改變積分時間常數的大小，要實現這種同時改變電路參數的要求，實際上是非常困難的。
② 由三角波、方波發生器產生三角波和方波信號，然后通過函數轉換電路，將三角波信號轉換成正弦波信號，該電路方式也是本實驗信號產生部分的推薦方案。這種電路在一定的頻率范圍內，具有良好的三角波和方波信號。而正弦波信號的波形質量，與函數轉換電路的形式有關，這將在后面的單元電路分析中詳細介紹。
四、單元電路分析
1、三角波，方波發生器
由于比較器+RC電路的輸出會導致VC線性度變差，故采用另一種比較器+積分器的方式
積分器
同相滯回比較器
由積分器A1與滯回比較器A2等組成的三角波、方波發生器電路如圖所示。在一般使用情況下，V+1和V-2都接地。只有在方波的占空比不為50%，或三角波的正負幅度不對稱時，可通過改變V+1和V-2的大小和方向加以調整。
合上電源瞬間，假定比較器輸出為低電平，vO2=VOL=-VZ。積分器作正方向積分，vO1線性上升，vp隨著上升，當vp>0時，即vo1≥R2/R3*,比較器翻轉為高電平，vO2=VOH=+VZ。積分器又開始作負方向積分，vO1線性下降，vp隨著下降，當vp<0時，即vo1≥R2/R3*,比較器翻轉為低電平，vO2=VOH=-VZ。
取C三種值:0.1uF 對應10-100Hz； 0.01uF 對應100-1kHz； 0.001uF 對應1k-10kHz。調節R23的比值可調節幅度，再調節R，可調節頻率大小。
2、正弦波轉換電路 常用方法有使用傅里葉展開的濾波法，使用冪級數展開的運算法，和轉變傳輸比例的折線法。但前二者由于其固有的缺陷：使用頻率小，難以用電子電路實現的原因，在本實驗中舍棄，而采取最普遍的折線法。
折線法是一種使用最為普遍、實現也較簡單的正弦函數轉換方法。折線法的轉換原理是，根據輸入三角波的電壓幅度，不斷改變函數轉換電路的傳輸比率，也就是用多段折線組成的電壓傳輸特性，實現三角函數到正弦函數的逼近，輸出近似的正弦電壓波形。由于電子器件（如半導體二極管等）特性的理想性，使各段折線的交界處產生了鈍化效果。因此，用折線法實現的正弦函數轉換電路，實際效果往往要優于理論分析結果。
用折線法實現正弦函數的轉換，可采用無源和有源轉換電路形式。無源正弦函數轉換電路，是指僅使用二極管和電阻等組成的轉換電路。根據輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）二極管通路以改變轉換網絡的衰減比，輸出近似的正弦電壓波形。
有源正弦函數轉換電路除二極管、電阻網絡外，還包括放大環節。也是根據輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）網絡通路以改變轉換電路的放大倍數，輸出近似的正弦電壓波形。
有
源
正
弦
函
數
若設正弦波在過零點處的斜率與三角波斜率相同，即
則有，由此，可推斷出各斷點上應校正到的電平值：
方案一，使用二極管控制形成比例放大器，使得運放在不同時間段有不同的比例系數
方案二，用二極管網絡，實現逐段校正，運放A組成跟隨器，作為函數轉換器與輸出負載之間的隔離（或稱為緩沖級）。
當輸入三角波在T/2 內設置六個斷點以進行七段校正后，可得到正弦波的非線性失真度大致在1.8 % 以內，若將斷點數增加到12 個時，正弦波的非線性失真度可在0.8 %以內。3 輸出級電路 根據不同負載的要求，輸出級電路可能有三種不同的方式。
(1)電壓源輸出方式
電壓源輸出方式下，負載電阻RL通常較大，即負載對輸出電流往往不提出什么要求，僅要求有一定的輸出電壓。同時，當負載變動時，還要求輸出電壓的變化要小，即要求輸出級電路的輸出電阻RO足夠小。為此，必須引入電壓負反饋
圖（a）電路的最大輸出電壓受到運放供電電壓值的限制，如運放的VCC 和VEE 分別為±15V時，則VOPP =±(12 ~ 14)V。若要求有更大的輸出電壓幅度，必須采用電壓擴展電路，如圖12（b）所示。
(2)電流源輸出方式
在電流源輸出方式下，負載希望得到一定的信號電流，而往往并不提出對輸出信號電壓的要求。同時，當負載變動時，還要求輸出電流基本恒定，即要求有足夠大的輸出電阻Ro。為此，需引入電流負反饋。
圖（a）電路的最大輸出電壓受到運放供電電壓值的限制，如運放的VCC 和VEE 分別為±15V時，則VOPP =±(12 ~ 14)V。若要求有更大的輸出電壓幅度，必須采用電壓擴展電路，如圖（b）所示。
a）為一次擴流電路，T1 和T2 組成互補對稱輸出。運放的輸出電流IA中的大部分將
圖（作為T1、T2 的基極電流，所以IO = βIA。圖（b）為二次擴流電路，用于要求負載電流IO 較大的場合。復合管T1、T2和T3、T4 組成準互補對稱輸出電路。
(3)功率輸出方式
在功率輸出方式下，負載要求得到一定的信號功率。由于晶體管放大電路電源電壓較低，為得到一定的信號功率，通常需配接阻值較小的負載。電路通常接成電壓負反饋形式。如用運放作為前置放大級，還必須進行擴流。當RL較大時，為滿足所要求的輸出功率，有時還必須進行輸出電壓擴展。
靜態時，運放輸出為零，– 20V電源通過下列回路：運放輸出端→R1 →DZ →b1 →e1 → –20V 向T1 提供一定的偏置電流 R6 ,C3 和R7 ,C4 組成去耦濾波電路。需要注意的是幾個晶體管的耐壓限流以及最大功率值。
其中調節W可改變晶體管的靜態工作電流，從而克服交越失真。
4)輸出級的限流保護 由于功率放大器的輸出電阻很小，因而容易因過載而燒壞功率管。因此需要進行限流保護。
圖（a）是一種簡單的二極管限流保護電路，當發生過流（I o過大）時，R3、R4 上的壓降增大到足以使D3、D4 導通，從而使流向T1、T2 基極的電流信號I1、I2 分流，以限制I o 的增大。
圖（b）是另一種限流保護電路，T3、T4 是限流管。當I o 過大，R5、R6 上的壓降超過0.6V時，T3、T4 導通防止了T1、T2 基極信號電流的進一步增大。I o 的最大值為 0.6/R5，R3、R4 用來保護限流管T3、T4。
五、仿真分析
以1KHz為例即C=1nF
三角波方波發生電路
方波下降沿時間4.3μs
三角波峰值
改變RP2
改變RP1
調節占空比
調節偏移量
正弦波轉換器
三角波轉換正弦波，三角波放大后輸出峰峰值10V
靜態工作點
改變靜態工作點（調節RP45）發生失真
功率放大電路
功率放大波形，輸入為之前的正弦波，變阻器衰減后最大不失真輸出電壓
總電路圖，模塊形式
衰減前的輸入信號與輸出信號
由仿真結果來看，基本滿足設計要求，準備按仿真電路設計實際電路。
六、仿真心得
在仿真的過程中出現了一下幾個問題，但后來都分別排查掉了，希望實際連接時不再犯。
1、運放未接電源導致沒有波形
2、變阻器接入阻止過小或過大導致沒有信號或失真（尤其需要注意）
3、Lm324故障無法解決導致用了LM353代替
第二篇：51單片機設計多功能低頻函數信號發生器
【轉】 51單片機設計多功能低頻函數信號發生器 2010-06-05 17:37 轉載自 yeyongan1987 最終編輯 yeyongan1987
51單片機設計多功能低頻函數信號發生器
應用89S52單片機和DAC0832進行低頻函數信號發生器的設計。本設計能產生正弦波、鋸齒波、三角波和方波。這里著重介紹正弦波和鋸齒波的生成原理。
ADC0832的介紹：DAC0832是8分辨率的D/A轉換集成芯片。與微處理器完全兼容。這個DA芯片以其價格低廉、接口簡單、轉換控制容易等優點，在單片機應用系統中得到廣泛的應用。D/A轉換器由8位輸入鎖存器、8位DAC寄存器、8位D/A轉換電路及轉換控制電路構成。
D0~D7：八位數據輸入端 ILE： 數據允許鎖存信號 /CS： 輸入寄存器選擇信號 /WR1： 輸入寄存器選擇信號 /XFER：數據傳送信號
/WR2： DAC寄存器的寫通選擇信號 Vref： 基準電源輸入端 Rfb： 反饋信號輸入端 Iout1: 電流輸出1 Iout2: 電流輸出2 Vcc: 電源輸入端 AGND: 模擬地 DGND: 數字地 DAC0832結構：
D0～D7：8位數據輸入線，TTL電平，有效時間應大于90ns(否則鎖存器的數據會出錯)；
ILE：數據鎖存允許控制信號輸入線，高電平有效；
CS：片選信號輸入線（選通數據鎖存器），低電平有效；
WR1：數據鎖存器寫選通輸入線，負脈沖（脈寬應大于500ns）有效。由ILE、CS、WR1的邏輯組合產生LE1，當LE1為高電平時，數據鎖存器狀態隨輸入數據線變換，LE1的負跳變時將輸入數據鎖存；
XFER：數據傳輸控制信號輸入線，低電平有效，負脈沖（脈寬應大于500ns）有效；
WR2：DAC寄存器選通輸入線，負脈沖（脈寬應大于500ns）有效。由WR1、XFER的邏輯組合產生LE2，當LE2為高電平時，DAC寄存器的輸出隨寄存器的輸入而變化，LE2的負跳變時將數據鎖存器的內容打入DAC寄存器并開始D/A轉換。
IOUT1：電流輸出端1，其值隨DAC寄存器的內容線性變化；
IOUT2：電流輸出端2，其值與IOUT1值之和為一常數；
Rfb：反饋信號輸入線，改變Rfb端外接電阻值可調整轉換滿量程精度；
Vcc：電源輸入端，Vcc的范圍為+5V～+15V；
VREF：基準電壓輸入線，VREF的范圍為-10V～+10V； AGND：模擬信號地 DGND：數字信號地 DAC0832的工作方式：
根據對DAC0832的數據鎖存器和DAC寄存器的不同的控制方式，DAC0832有三種工作方式：直通方式、單緩沖方式和雙緩沖方式。本設計選用直通方式。
DAC0832工作時序：
DAC0832內部結構圖：
當ILE為1時，只有當/CS、/WR1都為0時輸入寄存器才允許輸入；當/WR2、/XFER也都為0時，輸入寄存器里的信息才能寫入DAC寄存器。根據實際電路圖我們就可以得到DAC0832工作的時序的程序。如下：
P37=0;//P37=CS _nop_();//P36=WR P36=0;
P0=value;(數據端口信號數值0~255)P36=1;_nop_();P37=1;硬件電路：
P0口是數據端口，接上拉電阻（其他端口則不用）。電源質量要好，質量越好的電源，芯片工作就越穩定。
從LM358運放輸出的電壓最大峰峰值就是12V所以在二級運放的放大倍數要注意跟基準電壓想匹配，否則輸出信號會很容易失真。
正弦波的生成：
DAC0832產生信號的原理可以說是ADC0809AD轉換的逆過程，但DAC0832生成的信號是離散的。假設要生成一個Y=Asin(2*pi*f*t)的正弦波。adc0832數據端口給的數據的范圍是0~255一共256個。前0~127表示是X軸上方的電壓值（也可能是下方）。那么128~255是X軸下方的電壓值。那么我們可以得到數據端口的數值的具體量，即value=127sin(2*pi*f*t)+127；假設我在X軸上抽樣100個點（0~99），那么value=127sin(pi/50*t)+127;t：0~99.(這個100位的數組可以用MATALB生成)。也可以抽樣更多的點，抽樣的點越多，得到的信號越保真，但信號的頻率會有所下降。抽樣的點越少，失真越大，但頻率能成大幅度遞增。怎么選擇，具體情況具體分析。其他的波形也跟正弦波一樣。
程序如下：
#include
void getkey(void){ if(KEY1==0){ //按鍵按下后為電電平 RCAP2L+=10;//調節頻率 if(CY==1){ RCAP2H+=1;} } if(KEY2==0){ RCAP2L-=10;if(CY==1){ RCAP2H-=1;} } } void Timer2_Init(){ T2CON=0x00;TH2=(65536-300)/256;TL2=(65536-300)%256;RCAP2H=0XFE;RCAP2L=0XDA;//穩定在50Hz左右 EA=1;ET2=1;TR2=1;} void T0_service()interrupt 1 { TH0=0XEC;TL0=0X77;keyflag=1;}
void Timer2_service()interrupt 5 { TF2=0;//清除中斷標志位 dac_cs=0;dac_WR=0;P1=tab[i];dac_WR=1;i++;dac_cs=1;if(i==100)i=0;} void main(){ Timer2_Init();TMOD=0x01;TH0=0XEC;TL0=0X77;EA=1;ET0=1;TR0=1;while(1){ if(keyflag){ keyflag=0;getkey();} } } 本程序需注意：按鍵是低電平有效。定時器2中斷發送數據給DAC0832，0832在得到一個數據后生成相應的電壓值。所以他的中斷時間決定信號的頻率，調節它的中斷時間就能調節信號的頻率。
其他波形的生成，其他的波形也跟正弦波一樣，但鋸齒波和三角波可以不用查表法，應用加減計算得到就可以得到。下面介紹的是鋸齒波： #include
while(1){ DAC_0832();} } DAC0832有著致命的一個缺點就是輸出的波形里的含有的頻率比較雜亂，常常出現過激的現象。如果你需要精確的信號的話，那么你必須在信號輸出端就如濾波器。得到干凈的低頻函數信號。如果要作為信號源的話最好是能就上一級攻放。效果會好很多。雖然DAC0832不是非常專業的函數信號發生芯片，但是它的輸出波形的范圍比較廣，常常能輸出一些，你意想不到得很有意思的信號曲線。
下面發幾張示波器觀察到得曲線：實驗室里手機照的，不是太清晰但還能看。
第三篇：BEST-低頻函數信號發生器的設計資料
低頻函數信號發生器的設計
一、設計任務
設計一個低頻函數信號發生器。
二、設計要求
1.同時輸出三種波形：方波、三角波、正弦波 2.頻率范圍：10 Hz ~10 kHz；
?3?ff?10日； o 3.頻率穩定度：4.頻率控制方式：
（a）通過改變RC時間常數控制頻率（手控方式）；
（b）通過改變控制電壓U1實現壓控頻率（即VCF），常用于自控方式。即，為確保良好的控制特性，可分三段控制： f?f(U1)（U1=1~10V）① 10 Hz ~100 Hz ② 100 Hz ~1 kHz ③ 1 kHz ~10 kHz 5.波形精度：
①方波 上升時間和下降時間均應小于2?s【如圖8-1(a)】；
②三角波 線性度：
?； ?1%【如圖8-1(b)】
Uom ③正弦波 諧波失真度：
?U/U<2%（U為基波有效值，U為各次諧波
2i
11i
ni?2有效值）。
6.輸出方式：
（a）作電壓源輸出時，要求：
① 輸出電壓幅度連續可調，最大輸出電壓（峰峰值）不小于20V；
② 當RL=100Ω~1KΩ時，輸出電壓相對變化率Ro?1.1?)。
?Uo?1%(即要求Uo（b）作電流源輸出時，要求：
① 輸出電流連續可調，最大輸出電流（峰峰值）不小于200 am；
② 當RL=0~90Ω時，輸出電流相對變化率
?Io?1%Io(即要求Ro?9k?)。
（c）作功率輸出時，要求最大輸出功率Pomax?1W（RL=50Ω時）。7.具有輸出過載保護功能
當因RL過小而使IO > 400 mA(峰-峰值)時，輸出三極管自動限流，以免損壞電路元器件。8.采用數字頻率顯示方式。
圖8-1 方波、三角波的技術指標
三、方案討論
根據實驗任務的要求，對信號產生部分，一般可采用多種實現方案：如模擬電路實現方案、數字電路實現方案、模數結合的實現方案等。
數字電路的實現方案，一般可事先在存儲器里存儲好函數信號波形，再用D/A轉換器進行逐點恢復。這種方案的波形精度主要取決于函數信號波形的存儲點數、D/A轉換器的轉換速度、以及整個電路的時序處理等。其信號頻率的高低，是通過改變D/A轉換器輸入數字量的速率來實現的。這種方案在信號頻率較低時，具有較好的波形質量。隨著信號頻率的提高，需要提高數字量輸入的速率，或減少波形點數。波形點數的減少，將直接影響函數信號波形的質量，而數字量輸入速率的提高也是有限的。因此，該方案比較適合低頻信號，而較難產生高頻（如>1MHz）信號。
模數結合的實現方案，一般是用模擬電路產生函數信號波形，而用數字方式改變信號的頻率和幅度。如采用D/A轉換器與壓控電路改變信號的頻率，用數控放大器或數控衰減器改變信號的幅度等，是一種常見的電路方式。
模擬電路的實現方案，是指全部采用模擬電路的方式，以實現信號產生電路的所有功能。由于教學安排及課程進度的限制，本實驗的信號產生電路，推薦采用全模擬電路的實現方案。
對于信號產生電路的模擬電路實現方案，也有幾種電路方式可供選擇。如用正弦波發生器產生正弦波信號，然后用過零比較器產生方波，再經過積分電路產生三角波，電路框圖如圖8-2所示。這種電路結構簡單，并具有良好的正弦波和方波信號。但要通過積分器電路產生同步的三角波信號，存在較大的難度。原因是積分電路的積分時間常數通常是不變的，而隨著方波信號頻率的改變，積分電路輸出的三角波幅度將同時改變。若要保持三角波輸出幅度不變，則必須同時改變積分時間常數的大小，要實現這種同時改變電路參數的要求，實際上是非常困難的。
另一種電路方式是，由三角波、方波發生器產生三角波和方波信號，然后通過函數轉換電路，將三角波信號轉換成正弦波信號，電路框圖如圖8-3所示。這種電路在一定的頻率范圍內，具有良好的三角波和方波信號。而正弦波信號的波形質量，與函數轉換電路的形式有關，這將在后面的單元電路分析中詳細介紹。該電路方式是本實驗信號產生部分的推薦方案。
根據實驗任務中對輸出電壓、輸出電流及輸出功率的要求，原則上在輸出級只需采用不同的負反饋方式便可。即要求電壓輸出時，采用電壓負反饋；要求電流輸出時，采用電流負反饋。這也將在單元電路分析中進行詳細介紹。
由所選方案及組成電路的形式，可以初步分析該實驗在實現上述技術指標時的關鍵和困難之處。由于三角波的線性度、正弦波信號的諧波失真度都需要專用測試設備進行檢測，在學生實驗室一般不具備這樣的條件。因此，在實驗的設計、制作及測試過程中，應該重視對它們的分析和理解，以便了解影響這些技術指標參數的電路形式、組成電路的元器件、改善和提高這些技術指標的方法和措施。對于方波信號的上升時間和下降時間，則可用實驗室中的示波器進行檢測，該項技術指標也是本實驗的一項重要和關鍵的參數。因此，在設計三角波、方波發生器和輸出放大電路時，要特別注意與該指標有關參數的選取。
圖8-2模擬電路實現方案1
圖8-3模擬電路實現方案2
四、單元電路分析
1.三角波、方波發生器（1）比較器＋RC電路
由運算放大器A、R0、R1、R2、DZ1和DZ1組成的滯回比較器與RC電路組成的三角波、方波發生器電路如圖8-4所示。其輸出電壓Uo和電容器C上的電壓Uc如圖8-5所示。
圖8-4比較器＋RC電路 圖8-5比較器＋RC電路波形
由波形圖可以看出，在比較器沒有翻轉之前，Uo為一常數（如Uo??VZ）。Uo通過R對C充電，Uc由逐漸上升，隨著Uc的增大，R兩端的電壓將逐漸下降，故充電電流ic也將不斷減小，使Uc上升速度減慢，從而使Uc形成了典型的RC電路的充放電波形（按指數規律變化）。這樣的Uc由于線性度非常差，?R1VZR1?R2顯然不能當作三角波使用。改進Uc線性度的有效方法，是在充放電過程中保持ic的恒定，即對電容C恒流充放電。使iC恒定的辦法有多種，其實質都是利用BJT或FET的恒流特性，再引入電流負反饋而形成的恒流源電路。
圖8-6(a)、(b)、(c)是三種恒流源電路，只要把其中的某個電路取代圖8-4中的R，便可獲得較為理想的三角波波形。各個恒流源電路的恒流原理請讀者自行分析，這里不再討論。
圖8-6三種恒流源電路
（2）比較器＋積分器
由積分器A1與滯回比較器A2等組成的三角波、方波發生器電路如圖8-7所示。在一般使用情況下，U?1和U?2都接地。只有在方波的占空比不為50%，或三角波的正負幅度不對稱時，可通過改變U?1和U?2的大小和方向加以調整。
圖8-7三角波、方波發生器
圖8-7所示的三角波、方波發生器電路，在U?1和U?2都接地時的波形如圖8-8所示。
對稱調節點U?1和零位調節點U?2電壓調整原理如下：
① 對稱調節點U?1
圖8-8三角波、方波發生器波形
穩態時，Uoi波形可表示成：Uo1(t)?Uo1(0)?Uo2?U?1t RC當Uo2??VZ時，Uo1(0)??有 T1?RRC22VZVZ?V?1R3
R2RVZ；而當t?T1時，Uo1(T1)??2VZ，故R3R3 當Uo2??VZ時，Uo1(0)??有
R2RVZ；而當t?T2時，Uo1(T2)??2VZ，故R3R3 T2?RRC22VZVZ?V?1R3
T1?T2?2R2RCR3，波形的占空比為50%。所以，當U?1?0時，當V?1 >0時，T1 >T2 ；V?1<0時，T1 ② 零位調節點V?2 運算放大器A2同相輸入端的電壓，是由Uo1和Uo2疊加而成，即有： U?2(t)?R3R2Uo1(t)?Uo2(t) R2?R3R2?R3 當U?2(t)=U?2時，A2翻轉。故A2翻轉時Uo1的電壓為： Uo1?(1?R2R)Uo2?2VZ R3R3 5 當U?2 = 0時，三角波上下幅度對稱，上幅度為?R2RVZ，下幅度為?2VZ，R3R3三角波的峰峰值為Uo1P?P?2R2VZ。R3 當U?2 ≠ 0時，若U?2 > 0，則三角波上移；若U?2 < 0，則三角波下移。其上幅度為(1?R2RRR)Uo2?2VZ，下幅度為(1?2)Uo2?2VZ，而三角波的峰—峰R3R3R3R3R2VZ不變。R3值仍然為Uo1P?P?2 由上可知當R2的比值調好后，三角波的峰峰值已經確定，調節U?2的大小R3可使三角波上下平移。因此，當由于失調等原因引起三角波零位偏移（上下不對稱）時，可通過改變V?2的大小進行調整。 2.正弦函數轉換電路 函數轉換是指把某種函數關系轉換成另一種函數關系，能完成這種轉換功能的電子電路就稱函數轉換電路。如常用的函數轉換電路，半波、全波整流電路，就是把正弦波形轉換成半波和全波波形的函數轉換電路。本實驗需要討論的是，把三角電壓波形轉換成正弦電壓波形的正弦函數轉換電路。 從轉換原理分析，有多種方法能完成這一轉換功能，常用的有濾波法、運算法和折線法等。濾波法的轉換原理是，把峰值為Um的三角波用傅里葉級數展開： 8111U(sin?t?sin3?t?sin5?t?sin7?t??)m?2325272由上式可以看出，若三角波的頻率變化范圍不大，則可用低通濾波器濾去高次諧波，保留基波成份，正弦波與三角波之間具有固定的幅度關系。但若三角波的頻率變化范圍較大（如本實驗的頻率變化范圍是1000倍），要設計一個對截止頻率具有跟蹤功能的低通濾波器就相當困難、不易實現。因此，濾波法只適用于頻率變化范圍很小，最好是固定頻率的應用場合。U?(?t)? 運算法的轉換原理是，把sinx展開成冪級數形式： x3x5x7sinx?x??????3!5!7! 由上述關系容易看出，取冪級數的前幾項（根據轉換精度的要求），可以通過對線性（三角波）變化量x的運算來近似表示成sinx，但要求三角波的幅度?。運算轉換法由于運算復雜，用電子電路較難實現。2 折線法是一種使用最為普遍、實現也較簡單的正弦函數轉換方法。折線法的?? 轉換原理是，根據輸入三角波的電壓幅度，不斷改變函數轉換電路的傳輸比率，也就是用多段折線組成的電壓傳輸特性，實現三角函數到正弦函數的逼近，或者是把三角電壓波形通過正弦函數轉換電路的逐段校正，輸出近似的正弦電壓波形。由于電子器件（如半導體二極管等）特性的非理想性，使各段折線的交界處產生了鈍化效果。因此，用折線法實現的正弦函數轉換電路，實際效果往往要優于理論分析結果。 用折線法實現正弦函數的轉換，可采用無源和有源轉換電路形式。無源正弦函數轉換電路，是指僅使用二極管和電阻等組成的轉換電路。根據輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）二極管通路以改變轉換網絡的衰減比，輸出近似的正弦電壓波形。 有源正弦函數轉換電路，轉換電路除二極管、電阻網絡外，還包括放大環節。也是根據輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）網絡通路以改變轉換電路的放大倍數，輸出近似的正弦電壓波形。因此，無論是無源還是有源轉換電路，其轉換原理都是類同的。在此，僅以兩種形式的有源正弦函數轉換電路為例，進行較為詳細的介紹和分析。 有源正弦函數轉換電路的轉換原理如圖8-9所示。圖8-9中，在T/2時間內均勻地設置了六個斷點，以作為七段逼近或校正，每段按時間均勻分布為T/14。 若設正弦波在過零點處的斜率與三角波斜率相同，即d(Uomsindt2?)Tt?0?Uim T4則有Uom?2Uim?0.64Uim ? 圖8-9正弦函數轉換原理 由此，可推斷出各斷點上應校正到的電平值：UO1、UO2 和UO3（設Uim =5V，22?TUom?Uim?3.18VUo1?Uomsin()?1.38V所以，?T142?T2?3TUo2?Uomsin()?2.49V，Uo3?Uomsin()?3.09V），如圖中所示。 T7T14（1）正弦函數轉換電路方案1 電路如圖8-10所示，它的基本結構是比例放大器。只是按照圖8-9的要求，使運放A在不同的時間區段（或輸出電平區段）內，具有不同的比例系數。對不同區段內比例系數的切換，是通過二極管網絡來實現的。如輸出信號的正半周內由D1 ~ D3 控制切換；負半周內由D4 ~ D6 控制切換。電阻Rb1 ~ Rb3 與Ra1 ~ Ra3 分別組成分壓器，控制著各二極管的動作電平。 例如： ①在0 ~ T/14區段內，要求D1 ~ D6 均不導通，此時，UO 與Ui 的比例關系應為： RUo1RFUim?()，由UO1 = 1.38 V，Uim = 5 V 可得：F?0.97 RiT14RiT4 圖8-10正弦函數轉換電路方案1 若取R i =10 kΩ，則R F = 9.7 kΩ（可選10 kΩ）。 ②在T/14 ~ T/ 7 區段，要求D1 導通，D2 ~ D6 均截止。此時，UO 與Vi 的比例關系應為： Uo2?Uo1RF//Ra1Uim?()，T14RiT4RF//Ra1?0.78Ri由VO2 – VO1 = 2.49 – 1.38 = 1.11 V和Vim = 5 V 可得：，由此可計算出R a1 =35.5 kΩ（可選35 kΩ）。 同時，為控制D 1 的動作電平，要求1點上的電平滿足下列關系： Uo1?Ra1Rb1Ra1(Uo1?U)?UD1 或Uo1?UD1?Vcc Ra1?Rb1Ra1?Rb1Ra1?Rb1 設計時，為避免Rb1 對放大器比例關系的影響，要求Rb1 >>Ra1，所以，上式 8 又可簡化為：Uo1?UD1?Ra1取UD!?0.6V則有Vcc，Rb1Rb1?VCC?Ra1?673k?0.78（選670 kΩ）。 對于其它區段內各電阻參數的計算，可以按照類同的方法進行計算和選取，這里不再贅述。 （2）正弦函數轉換電路方案2 圖8-11正弦函數轉換電路方案2 正弦函數轉換電路方案2 的原理電路如圖8-11所示。D1 ~ D6 組成二極管網絡，實現逐段校正，運放A組成跟隨器，作為函數轉換器與輸出負載之間的隔離（或稱為緩沖級）。 按圖8-9的要求，在輸入信號的正半周內，應由D1 ~ D3 實現逐段校正。考慮到硅二極管的開啟電壓為0.5V，所以U1 ~U3應按下列直流電壓值設置各二極管的動作電平： U1?Uo1?0.5?1.38?0.5?0.88V U2?Uo2?0.5?2.49?0.5?1.99V U3?Uo3?0.5?3.09?0.5?2.59V 于是 ①在0 ~ T/14段內，D1 ~ D6 均不導通，所以 Uo1U?1im T14T4 ②在T/14 ~ T/7段內，僅D1 導通，故有 Uo1?Uo2R5Uim ?T14R4?R5T4R5?0.78R?R5代入圖8-9中的具體數據后，得：4 若選R4?2.2k?，則R5?7.8k?。 ③在T/7 ~ 3T/14 段內，D1、D2 均導通，所以有 R5//R6?0.42R?R//R56代入數具體數據后，得：4 Uo3?Uo2R5//R6Uim ?T14R4?R5//R6T4 上式代入已知數據后得到R6?2.01k?，取R6?2k?。 ④在3T/14 ~ 4T/14 段內，D1 ~ D3 均導通，輸出電壓被二極管D3嵌位，所以VO = V3 + 0.5 V = 3.1V（對這一段的校正與圖8-9不同）。 圖8-11中的V1 ~ V3，是通過由跟隨器組成的電壓源，再經分壓后得到的。因此，為使電壓源內阻不影響各個轉折電壓，分壓器的阻值應選得遠小于R5 和R6。顯然，-V1 ~-V3也是通過另一個負電壓源提供的。 分析和實驗結果表明，當輸入三角波在T/2內設置六個斷點，以進行七段校正后，可得到正弦波的非線性失真度大致在1.8 % 以內，若將斷點數增加到12個時，正弦波的非線性失真度可在0.8 % 以內（實測值為0.42 %）。 利用正弦函數轉換電路，可以將三角函數轉換成正弦函數。這里介紹了兩種有源正弦函數轉換網絡。這兩種轉換網絡的基本設計思想都是將三角波進行逐段校正，使之輸出逼近正弦波。 3.輸出級電路 根據不同負載的要求，輸出級電路可能有三種不同的方式。（1）電壓源輸出方式 電壓源輸出方式下，負載電阻RL 通常較大，即負載對輸出電流往往不提出什么要求，僅要求有一定的輸出電壓。同時，當負載變動時，還要求輸出電壓的變化要小，即要求輸出級電路的輸出電阻Ro足夠小。 例如，當RL =100Ω ~ 1kΩ時，若要求?Uo0.01Uo??1.1? UU?Ioo?o1001k?Uo?1%，即意味著要求： Uo Ro? 為此，必須引入電壓負反饋。運算放大器的輸出電阻通常為1kΩ以下，當引入電壓負反饋后，如希望Ro =1Ω，則要求： 1?AodF? Ro?103Rof 設運放的Aod?10，則F應大于0.1，這是容易滿足的。如圖8-12（a）電路的閉環增益 Avf?1?RF1?R1F，故要求Avf?10。圖8-12（a）電路的最大輸出電壓受到運放供電電壓值的限制，如運放的VCC 和VEE 分別為±15V時，則Vopp =±(12 ~14)V。若要求有更大的輸出電壓幅度，必須采用電壓擴展電路，如圖8-12（b）所示。 圖8-12電壓源輸出方式 圖8-12（b）所示電路中，VB1 = 15V+VO，VB2 = UO–15V，所以VB1–VB2 = 30V。可見對運放而言，其供電電壓（VCC–VEE）仍接近30V，只是二者隨VO而浮動。如考慮到R2、R3上的電壓至少為4V，則VOPP 可達：±（45–15–4）= 26V。當VO = +26V時，VB1 = 15+26 = 41V，VB2 = 26–15 = 11V；而當VO =–26V時，VB1 = 11V，VB2 = –41V。 （2）電流源輸出方式 在電流源輸出方式下，負載希望得到一定的信號電流，而往往并不提出對輸出信號電壓的要求。同時，當負載變動時，還要求輸出電流基本恒定，即要求有足夠大的輸出電阻Ro。 ?Io?1%I 例如，當RL = 0 ~ 90 Ω時，若要求o，即意味著要求： Ro??Uo90Io?0??9k? ?Io0.01Io 為此，需引入電流負反饋。若運放的輸出電阻Ro = 1 kΩ，則要求： Ro 設運放Aod =104，即當VoP =10 V時，要求VId = 1 mV。若Ro = 1 kΩ，則輸出短路電流I o s =10V/1 kΩ=10 mA。由此可以估計出AG?以要求 FR?1?AGFR?Rof?9Ios10mA??10，所UId1mVUF?0.8 IoR2R5 R2?RF?R5UF?Io 11 FR?R2R5UF ?IoR2?RF?R5AVf?UoIoRLRL??UIUFFR 具體計算參見圖8-13。 圖8-13電流源輸出方式 圖8.13所示電路中，運放的最大輸出電流通常在10 ~ 20 mA，如負載要求有更大的輸出電流，則必須進行擴流，如圖8-14（a）、（b）所示。 圖8-14電流源輸出的擴流電路 圖8-14（a）為一次擴流電路，T1 和T2 組成互補對稱輸出。運放的輸出電流IA中的大部分將作為T1、T2 的基極電流，所以IO = βIA。 值得注意的是，三極管β值應在額定電流下測得，它通常要小于小電流條件下的β值。并且，當運放輸出電流IA增大時，運放的最大輸出電壓幅度也隨著減小（不再能達到±（12 ~ 14）V）。 圖8-14（b）為二次擴流電路，用于要求負載電流IO較大的場合。復合管T1、T2和T3、T4 組成準互補對稱輸出電路。 圖8-14（a）、（b）中，輸出三極管發射極上的電阻R用來穩定三極管的工作電流，但它們與輸出負載RL相串聯，應盡可能減小其上的壓降。通常取R=(0.05 ~ 0.1)RL。 圖8-14（b）中，R1 和R3 的數值應遠大于T3、T4級的輸入電阻Ri3 和Ri4，以盡可能減少信號分流。大功率管T3、T4的rbe 較小，通常為幾十歐。所以常取R1 = R3 =幾百歐。R2為平衡電阻，它用來提高復合管T2、T4 的輸入電阻，以期和復合管T1、T3的輸入電阻對稱，所以取R2 = R1 // Ri3(約幾十歐)。在調試時，通常還可以進行調整，以使最大輸出電流在正、負向對稱。 （3）功率輸出方式 在功率輸出方式下，負載要求得到一定的信號功率。由于三極管放大電路電 源電壓較低，為得到一定的信號功率，通常需配接阻值較小的負載。電路通常接成電壓負反饋形式。如用運放作為前置放大級，還必須進行擴流。當RL較大時，為滿足所要求的輸出功率，有時還必須進行輸出電壓擴展。 圖8-15為功率放大電路。靜態時，運放輸出為零，–20V電源通過下列回路：運放輸出端→R1 →DZ →b1 →e1 →–20V向T1 提供一定的偏置電流IB1?20?VZ?0.7R1，R6、C3 和R7、C4 組成去耦濾波電路。 圖8-15功率放大電路 圖8-15電路中的各個電路參數，大家可按具體要求進行計算。這里著重說明功率三極管T4、T5 和互補對稱級晶體管T2、T3 的選用問題。 （a）功率管T4、T5的選用 功率管的選用主要考慮三個極限參數：即VBR(CEO)、ICM和PCM。 ① T4、T5在電路中可能承受的反向電壓最大值：VCEmax = VCC+Vom≈2VCC= 40V（截止時）； ② 流過T4、T5的最大集電極電流為：ICmax ≈ VCC /(RL+R5)（接近飽和時）； ③ T4、T5可能承受的最大功耗，按教材中對乙類功率放大器的分析，應為： 2?VCC?PCmax?0.2Pom?0.2??2R??L?? 實際上，靜態時，T4、T5中通常還有幾十mA的靜態工作電流ICQ將產生管耗(ICQ· VCC)，選管時應予考慮。 可見，要求所選用的管子VBR(CEO)>2VCC，ICM>VCC/(RL+R5)和PCM2VCC?0.2()?ICQVCC2RL，且兩只三極管的β值應盡量對稱（特別是在最大電流ICmax 時）。 （b）互補對稱三極管T2、T3 的選用 ① T2、T3的耐壓仍應按VBR(CEO)>2VCC選擇； ② 考慮到T2、T3管集電極電流在R2、R3上的分流作用，它們的最大值可近13 似估計為：IC2max?(1.1~1.5)IB4max?(1.1~1.5)IC4max?4； PC2max?(1.1~1.5)PC4max ③ T2、T3的最大功耗通常也按下列公式估計： ?4。 T1為小功率管，但其耐壓也應按2VCC選用，R3 為其集電極負載，最好用一恒流源取代。C5 為消振電容，其電容值通常為100pF左右。調節電位器RW可改變輸出晶體管T2~T5 的靜態工作電流，以克服交越失真。T1管的靜態工作電流通常設置在5mA左右，以適應 T2級拉電流負載（VC1升高時，T2、T4工作）和T3級灌電流負載（VC1降低時，T3、T5工作）的需要，由此便可確定R5的大小：R5?20V?1.4V?3.7k?5mA（取3.9k?）。 （4）輸出級的限流保護 由于功率放大器的輸出電阻很小，因而容易因過載而燒壞功率管，這里介紹兩種限流保護電路，如圖8-16（a）和（b）所示。 圖8-16功放電路輸出級的限流保護電路 圖8-16（a）是一種簡單的二極管限流保護電路，當發生過流（I o過大）時，R3、R4 上的壓降增大到足以使D3、R4 導通，從而使流向T1、T2 基極的電流信號I1、I2 分流，以限制I o 的增大，I o 的正向最大值和負向最大值可用下式表示： ? Iomax?UD3?UBE1UD3?0.7 ?R3R3 I?omax?UD4?UBE2R4?UD4?0.7 R4 顯然，這要求VD3、VD4 大于0.7V。例如，可以用若干只二極管串聯。圖8-16（a）中，采用了二只紅色發光二極管，每只二極管的正向電壓約1.6V，既滿足了UD5、UD4大于0.7V的要求，又可以作過載指示。 圖8-16（b）是另一種限流保護電路，T3、T4 是限流管`。當I o 過大，R5、R6 上的壓降超過0.6V時，T3、T4 導通而防止了T1、T2 基極信號電流的進一步增 14 大。I o 的最大值為Iomax?0.6R5，R3、R4 用來保護限流管T3、T4。 五、制作與調試 1.制作電路底板； 2.根據上述電路圖及設計計算的參數選購元、器件，焊接、安裝電路； 3.測量、調試各個單元電路； 4.整體電路統調； 5.撰寫實驗報告。 低頻信號發生器 目錄 產品簡介：低頻信號發生器采用單片機波形合成發生器產生高精度，低失真的正弦波電壓，可用于校驗頻率繼電器，同步繼電器等，也可作為低頻變頻電源使用。以單片機為核心設計了一個低頻函數信號發生器。信號發生器采用數字波形合成技術,通過硬件電路和軟件程序相結合,可輸出自定義波形,如正弦波、方波、三角波及其他任意波形。波形的頻率和幅度在一定范圍內可任意改變。介紹了波形的生成原理、硬件電路和軟件部分的設計原理。介紹了單片機控制D/A轉換器產生上述信號的硬件電路和軟件編程、DAC0832 D/A轉換器的原理和使用方法、AT89C52以及與設計電路有關的各種芯片、關于產生不同低頻信號的信號源的設計方案。該信號發生器具有體積小、價格低、性能穩定、功能齊全的優點 編輯本段產品特性： ◆ 讀數直觀，精確，性能穩定，操作方便◆ 低頻信號發生采用單片機波形合成發生器產生高精度，低失真的正弦波電壓，可用于校驗頻率繼電器，同步繼電器等，也可作為低頻變頻電源使用 函數信號發生器設計設計任務與要求 ⑴ 設計并制作能產生正弦波、矩形波（方波）和三角波（鋸齒波）的函數發生器，本信號發生器可以考慮用專用集成芯片（如5G8038等）為核心實現。⑵ 信號頻率范圍： 1Hz∽100kHz； ⑶ 頻率控制方式： ① 手控通過改變RC參數實現； ② 鍵控通過改變控制電壓實現； ③ 為能方便地實現頻率調節，建議將頻率分檔； ⑷ 輸出波形要求 ① 方波上升沿和下降沿時間不得超過200nS，占空比在48%∽50%之間；② 非線性誤差≤2%； ③ 正弦波諧波失真度≤2%； ⑸ 輸出信號幅度范圍：0∽20V； ⑹ 信號源輸出阻抗：≤1Ω； ⑺ 應具有輸出過載保護功能； ⑻ 具有數字顯示輸出信號頻率和電壓幅值功能。第四篇：低頻信號發生器2
第五篇：函數信號發生器設計
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