第一篇：boost電路設計介紹

BOOST電路設計介紹

0 引言

在實際應用中經常會涉及到升壓電路的設計，對于較大的功率輸出，如70W以上的DC／DC升壓電路，由于專用升壓芯片內部開關管的限制，難于做到大功率升壓變換，而且芯片的價格昂貴，在實際應用時受到很大限制?？紤]到Boost升壓結構外接開關管選擇余地很大，選擇合適的控制芯片，便可設計出大功率輸出的DC／DC升壓電路。

UC3S42是一種電流型脈寬調制電源芯片，價格低廉，廣泛應用于電子信息設備的電源電路設計，常用作隔離回掃式開關電源的控制電路，根據UC3842的功能特點，結合Boost拓撲結構，完全可設計成電流型控制的升壓DC／DC電路，且外接元器件少，控制靈活，成本低，輸出功率容易做到100W以上，具有其他專用芯片難以實現的功能。UC3842芯片的特點

UC3842工作電壓為16~30V，工作電流約15mA。芯片內有一個頻率可設置的振蕩器；一個能夠源出和吸入大電流的圖騰式輸出結構，特別適用于MoSFET的驅動；一個固定溫度補償的基準電壓和高增益誤差放大器、電流傳感器；具有鎖存功能的邏輯電路和能提供逐個脈沖限流控制的PWM比較器，最大占空比可達100％。另外，具有內部保護功能，如滯后式欠壓鎖定、可控制的輸出死區時間等。

由UC3842設計的DC／DC升壓電路屬于電流型控制，電路中直接用誤差信號控制電感峰值電流，然后間接地控制PWM脈沖寬度。這種電流型控制電路的主要特點是：

1)輸入電壓的變化引起電感電流斜坡的變化，電感電流自動調整而不需要誤差放大器輸出變化，改善了瞬態電壓調整率；

2)電流型控制檢測電感電流和開關電流，并在逐個脈沖的基礎上同誤差放大器的輸出比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環路，改善了線性調整率；

3)簡化了限流電路，在保證電源工作可靠性的同時，電流限制使電感和開關管更有效地工作；

4)電流型控制電路中需要對電感電流的斜坡進行補償，因為，平均電感電流大小是決定輸出大小的因素，在占空比不同的情況下，峰值電感電流的變化不能與平均電感電流變化相對應，特別是占空比，50％的不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差，即使占空比<50％，也可能發生高頻次諧波振蕩，因而需要斜坡補償，使峰值電感電流與平均電感電流變化相一致，但是，同步不失真的斜坡補償技術實現上有一定的難度。2 Boost電路結構及特性分析

2.1 由UC3842作為控制的Boost電路結構

由UC3842控制的Boost拓撲結構及電路分別如圖1和圖2所示。

圖2中輸入電壓Vi=16~20V，既供給芯片，又供給升壓變換。開關管以UC3842設定的頻率周期開閉，使電感L儲存能量并釋放能量。當開關管導通時，電感以V1／L的速度充電，把能量儲存在L中。當開關截止時，L產生反向感應電壓，通過二極管D把儲存的電能以(Vo-Vi)／L的速度釋放到輸出電容器C2中。輸出電壓由傳遞的能量多少來控制，而傳遞能量的多少通過電感電流的峰值來控制。

整個穩壓過程由二個閉環來控制，即

閉環1 輸出電壓通過取樣后反饋給誤差放大器，用于同放大器內部的2.5V基準電壓比較后產生誤差電壓，誤差放大器控制由于負載變化造成的輸出電壓的變化。

閉環2 Rs為開關管源極到公共端間的電流檢測電阻，開關管導通期間流經電感L的電流在Rs上產生的電壓送至PwM比較器同相輸入端，與誤差電壓進行比較后控制調制脈沖的脈寬，從而保持穩定的輸出電壓。誤差信號實際控制著峰值電感電流。2.2 Boost升壓結構特性分析

Boost升壓電路，可以工作在電流斷續工作模式(DCM)和電流連續工作模式(CCM)。CCM工作模式適合大功率輸出電路，考慮到負載達到lO％以上時，電感電流需保持連續狀態，因此，按CCM工作模式來進行特性分析。

Boost拓撲結構升壓電路基本波形如圖3所示。

ton時，開關管S為導通狀態，二極管D處于截止狀態，流經電感L和開關管的電流逐漸增大，電感L兩端的電壓為Vi，考慮到開關管S漏極對公共端的導通壓降Vs，即為Vi-Vs。ton時通過L的電流增加部分△ILon滿足式(1)。

式中：Vs為開關管導通時的壓降和電流取樣電阻Rs上的壓降之和，約0.6~0.9V。

toff時，開關管S截止，二極管D處于導通狀態，儲存在電感L中的能量提供給輸出，流經電感L和二極管D的電流處于減少狀態，設二極管D的正向電壓為Vf，toff時，電感L兩端的電壓為Vo+Vf-Vi，電流的減少部分△ILoff滿足式(2)。

式中：Vf為整流二極管正向壓降，快恢復二極管約0.8V，肖特基二極管約0.5V。

在電路穩定狀態下，即從電流連續后到最大輸出時，△ILon=△ILoFf，由式(1)和(2)可得

如果忽略電感損耗，電感輸入功率等于輸出功率，即

由式(4)和式(5)得電感器平均電流

同時由式(1)得電感器電流紋波

式中：f為開關頻率。

為保證電流連續，電感電流應滿足

考慮到式(6)、式(7)和式(8)，可得到滿足電流連續情況下的電感值為

另外，由Boost升壓電路結構可知，開關管電流峰值Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電感器電流峰值ILP，樣機電路設計

樣機的電路圖如圖2所示，是基于UC3842控制的升壓式DC／DC變換器。電路的技術指標為：輸入Vi=18V，輸出Vo=40V、Io=2A，頻率f≈49 kHz，輸出紋波噪聲1％。

根據技術指標要求，結合Boost電路結構的定性分析，對圖2的樣機電路設計與關鍵參數的選擇進行具體的說明。3.1 儲能電感L

根據輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式(4)得

當輸出最大負載時至少應滿足電路工作在CCM模式下，即必須滿足式(9)，同時考慮在10％額定負載以上電流連續的情況，實際設計時可以假設電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的20％~30％，因增加△IL可以減小電感L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容C2，取30％為平衡點，即

L可選用電感量為140~200μH且通過5A以上電流不會飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸、型號選擇及繞組匝數計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質好的磁芯如環形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導線繞制電感，能有效降低電感的溫升。3.2 輸出電壓取樣電阻R1、R2

因UC3842的腳2為誤差放大器反向輸入端，芯片內正向輸入端為基準2.5v，可知輸出電壓Vo=2.5(1+R1／R2)，根據輸出電壓可確定取樣電阻R1、R2的取值。

由于儲能電感的作用，在開關管開啟和關閉時會形成大的尖峰電流，在檢測電阻Rs上產生一個尖峰脈沖，為防止造成UC3842的誤動作，在Rs取樣點到UC3842的腳3間加入R、C濾波電路，R、C時間常數約等于電流尖峰的持續時間。3.3 開關管S

開關管的電流峰值由式(10)得

Iv(max)=ILP=5.11A

開關管的耐壓由式(11)得

Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V

按20％的余量，可選用6A／50V以上的開關管。為使溫升較低，應選用Rds較小的MOS開關管，要考慮的是通態電阻Rds會隨PN結溫度T1的升高而增大。圖4為實測開關管的開關電壓波形和電流瞬態波形圖。

3.4 輸出二極管D和輸出電容器C2

升壓電路中輸出二極管D必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，并傳導負載所需的最大電流。二極管的峰值電流Id(max)=ILP=5.11A，本電路可選用6A／50V以上的快恢復二極管，若采用正向壓降低的肖特基二極管，整個電路的效率將得到提高。

輸出電容C2的選定取決于對輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯電阻ESR有關，電容器的容許紋波電流要大于電路中的紋波電流。

電容的ESR<△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。

另外，為滿足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容量應滿足

根據計算出的ESR值和容量值選擇電容器，由于低溫時ESR值增大，故應按低溫下的ESR來選擇電容，因此，選用560μF／50V以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。

3.5 外補償網絡

UC3842誤差放大器的輸出端腳l與反相輸入端腳2之間外接補償網絡Rf、Cf。Rf、Cf的取值取決于UC3842環路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過改變Rf、Cf的值可改變放大器閉環增益和頻響。為使環路得到最佳補償，可測試環路的穩定度，測量Io脈動時輸出電壓Vo的瞬態響應來加以判斷。

圖5為Cf選用0.0lμF和470pF時動態響應控制波形的區別，上沖下降幅度和復位時間都有差別。

3.6 斜坡補償

在實用電路中，增加斜坡補償網絡，一般有二種方法，一是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx至誤差放大器反相輸入端腳2，使誤差放大器輸出為斜坡狀，再與Rs上感應的電壓比較。二是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx到電流感應端腳3，將在Rs的感應電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較，作用是防止諧波振蕩現象，避免UC3842工作不穩定，同時改善電流型控制開關電壓的噪聲特性。本文采用方法二。3.7 保護電路

當UC3842的腳3電壓升高超過1V或腳1電壓降到1V以下，都可使PWM比較器輸出高電平，造成PWM鎖存器復位。根據UC3842關閉特性，可以很容易在電路中設置過壓保護和過流保護。本電路中Rs上感應出的峰值電流形成逐個脈沖限流電路，當腳3達到1V時就會出現限流現象，所以，整個電路中的電感磁性元件和功率開關管不必設計較大的余量，就能保證穩壓電路工作可靠，降低成本。4 結語

按以上原理和計算設計丁輸入18V，輸出40V的80W升壓DC／DC電路，整個電路調試容易，工作穩定，可靠性高，效率達80％以上，特別是成本低，已應用于實際設備中。另外，可根據具體的電路指標要求，對電路靈活控制、變動，設計出其他的應用電路。

第二篇：BOOST軟開關技術綜述

BOOST軟開關技術綜述

O

引言

近二十年來電力電子技術得到了飛速的發展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。多數電力電子裝置通過整流器與電力網接口，經典的整流器是一個由二極管或晶閘管組成的非線性電路，它會在電網中產生大量電流諧波和無功功率，污染電網，成為電力公害。在20世紀80年代中后期，開關電源有源功率因數校正技術引起了國內外許多學者的重視，進行了許多專題研究并取得了大量成果。

有源功率因數校正技術在整流器與濾波電容之間增加一個DC／DC開關變換器。在各種單相PFC電路拓撲結構中，Boost升壓型功率因數校正電路由于具有主電路結構簡單，變換效率高，控制策略易實現等優點而得到廣泛應用。高頻化可以減小有源功率因數校正電路的體積、重量，提高電路的功率密度。為了使電路能夠在高頻下高效率地運行，有源功率因數校正電路的軟開關技術成為重要的研究方向。

本文對單相Boost有源功率因數校正電路軟開關技術進行了分類，并對每一類型的電路的拓撲結構、工作方式及工作特點做出了分析。

1.零電壓開關(ZVS)PWM功率因數校正電路

ZVS工作方式是指利用諧振現象及有關器件的箝位作用，使開關變換器中開關管的電壓在開啟或關斷過程中維持為零。

圖1電路為ZVS功率因數校正電路，也稱擴展周期準諧振功率因數校正電路。在輔助開關S1開通時，電感Lr抑制二極管Dr的反向恢復。電感Lr與電容Cf發生諧振至流過開關S1的電流降至輸入電流大小。開關S2導通后，電感Lr與電容Cf再次諧振至流過開關S1的電流為O，電容Cr兩端電壓為Vo,使開關S1、開關S2實現ZV—ZCS關斷。電路的不足之處是開關的電流應力比較大。

.零電壓轉換(ZVT)PWM功率因數校正電路

在ZVT工作方式中，諧振網絡拓撲與主電路是并聯的。零轉換PWM功率因數校正電路的導通損耗和開關損耗很小，能實現零開關特性而不增大開關的電流或電壓應力，適用于較高電壓和大功率的變換器。

圖2所示電路是傳統的ZVT電路。電感Lr與主開關S1寄生電容諧振使其寄生二極管導通，開關S1實現ZVS開通；同時，電感Lr抑制了二極管D1的反向恢復，二極管D2為電感Lr中的能量提供釋放回路。

此電路的優點在于主開關ZVS開通，二極管D1的反向恢復得到抑制，電路結構簡單；不足之處是輔助開關硬開通。

圖3所示是對傳統ZVT電路的改進電路，其開關時序、豐開關的電壓、電流波形與圖2相同。改進之處是在電感回路中串接二極管D3消除升壓二極管D1寄生電容與電感Lr寄生振蕩；在二極管D2兩端并接電容減小了開關S2的關斷損耗，可以提高電路的效率。電路的不足之處是改進后電路的輔助開關仍為硬開通。

圖4所示電路主開關S1為ZVS開通，其開通過程與上面兩種電路稍有不同，當諧振電感Lsn2與電容Csnl與開關S1寄生電容諧振至開關S1兩端電壓為零時，開關S1開通；Csnl與Csn2可改善開關S1、S2的關斷過程，減小關斷損耗；電感Lsn2抑制了二極管D的反向恢復．二極管Db、Dc為電感Lsn2提供能量釋放回路。

電路不足之處是輔助開關S2硬開通。

圖5電路對圖4所示電路進行了改進。如波形圖所示，主開關S1開通前，其寄生二極管已經導通，開關S1實現ZVS開通；開關S1開通后，由于耦合電感的作用，促使流過Lx的電流迅速減小至接近零，輔助開關S2實現了ZCS關斷；電容Cr減小了電路的關斷損耗。

電路的不足之處是輔助開關S2硬開通，電路結構與工作方式比較復雜。

圖6所示電路是對傳統ZVT電路的又一改進電路。在主開關S1開通前，其寄生二極管已經導通，開關S1可實現ZVS開通；開關S1開通后，由于耦合電感的作用，流過輔助開關S2的電流迅速下降至接近零，開關S2被擊穿二極管Ds鉗制在一個很低的電壓，開關S2實現ZCS關斷。

電路的不足之處是輔助開關硬開通，電路的結構與工作方式比較復雜。

圖7所示電路結構與以上的ZVT結構差別比較大。主開關S1關斷后，二極管D開通，電容Cc通過耦合電感N2放電．開關S2寄生二極管開通實現了ZVS開通；開關S2關斷后，開關S1寄生二極管開通實現了ZVS開通。同時，耦合電感N1抑制了二極管D的反向恢復，耦合電感N2則為N1中的能量提供了釋放回路。

此電路的優點是兩個開關均為ZVS開通，二極管D的反向恢復得到抑制，電路結構簡單。不足之處在于兩個開關均為硬開關關斷，輔助開關S2的電壓應力較大。

圖8所示電路是一種新型ZVT有源功率因數校正電路。在輔助開關S2開通前，電容Cr兩端電壓為負，S2開通后，電感Lr與電容Cs、Cr發生諧振使主開關S1寄生二極管導通實現了ZVS開通；當流過開關S1的電流由負變正時，電感Lr與電容Cb、Cr諧振，二極管D5導通，開關S2實現ZV—ZCS關斷。

電路優點在于主開關S1實現了ZVS開通，輔助開關S2實現了ZV．ZCS關斷，二極管D1的反向恢復得到抑制，以上幾點都可以顯著提高電路效率。電路不足之處是輔助開關硬開通，主開關電流應力比較大。

圖9所示電路結構與電路的工作方式比較特殊。主開關S1關斷后，其寄生電容被恒流充電至輸出電壓Vo，為輔助開關S2提供ZV—ZCS關斷，此時二極管D。及D4導通；開關S2關斷后，電感L與開關S2寄生電容發生諧振至開關S2兩端電壓等于Vo，二極管D3導通；當流過電感L的電流減少至零時，電感L與開關S1、S2的寄生電容諧振，諧振結束時，開關S1和S2兩端電壓與流過兩開關的電流均為零，開關S1和S2實現了ZV-ZCS開通。

此電路的優點是開關S1、S2實現ZV-ZCS開通，開關S1實現了ZVS關斷，二極管的反向恢復得到抑制，開關電壓電流應力較小，電路結構簡單。不足之處是電感L始終有電流流過，導致電流中環流較大，會增大通態損耗。

.零電流開關(ZCS)PWM功率因數校正電路

ZCS工作方式是指利用諧振現象及有關器件的箝位作用，使開關變換器中開關管電流在開啟或關斷過程中維持為零。

從圖10電路及波形圖可以看出，主開關S1首先開通，通過開關S1的電流逐漸增加至輸入電流值，此時二極管D1、D2關斷，電容Cr反向充電至Vo；輔助開關S2開通后，電容Cr與Lr2諧振，當電容Cr兩端電壓降至零時，二極管D1導通，電容Cr與電感Lrl、Lr2諧振至開關S1、S2反并二極管開通，兩開關實現ZCS關斷。

此電路的優點在于開關S1、S2均實現了ZCS關斷，兩個二極管的反向恢復得到抑制；不足之處是兩開關硬開通，電容Cr與電感Lr2電容Cr與電感Lr1、Lr2的諧振回路要通過輸出端，會增大輸出端的電壓波動。

圖11電路是對圖10電路進行了改進，改進后的電路工作方式及波形與圖10電路基本一致。圖11的電路將二極管兩端并聯的電容改為與開關S2和電感Lr2并聯，這樣，諧振回路就不會包含輸出端，不會引起輸出端電壓的波動。其不足之處仍在于兩開關硬開關開通。

圖12電路與以上兩電路的最大區別在于實現了一個開關的ZVS開通。如波形圖所示，主開關S1開通，感Ls抑制了二極管D的反向恢復，電感Ls與電容Cr諧振，開關S2反并二極管開通，為開關S2提供ZVS開通；電容Cc與電感Ls繼續諧振，流過電容Cc的電流反向時，開關S1反并二極管開通，實現ZCS關斷。

此電路的優點是主開關S1實現了ZCS關斷，輔助開關S2實現了ZVS開通，因此，此電路又稱為ZV-ZCS電路。電路的不足之處在于輔助開關S2的硬關斷。

4.零電流轉換(ZCT)PWM功率因數校正電路

圖13電路為傳統的零電流轉換功率因數校正電路。如圖13所示，輔助開關S2開通時，電容Cr與電感Lr諧振，主開關S1反并二極管導通，實現ZCS關斷；開關S1反并二極管關斷后，開關S2關斷，二極管D1開通，為電感Lr提供能量釋放回路。

此電路的優點是實現了主開關S1的ZCS關斷，電路結構簡單。不足之處是，輔助開關硬開關開通關斷，二極管的反向恢復沒有得到抑制，主開關電流應力較大。

圖14電路對傳統的ZCT—PWM功率因數校正電路進行了改進。如圖14波形圖所示，開關S2開通時，電容Cr、電感Lr諧振，流過二極管D1的電流逐漸減小到零，其反向恢復得到抑制；諧振電流換向后，開關S2反并二極管導通，實現ZCS關斷；開關S2開通后，電容Cr與電感lr諧振，開關S1反并二極管導通，實現ZCS關斷。

此電路的優點是實現了開關S1、S2的ZCS關斷，二極管的反向恢復得到抑制；不足之處是輔助開關在一個開關周期有兩次開關過程，電路工作方式中諧振較多，都會增大電路的損耗。

.有源箝位功率因數校正電路

在Boost

PFC變換器中，為了抑制二極管的反向恢復，在主開關和Boost二極管之間串聯一個諧振電感可以有效地抑制二極管的反向恢復，但是當主開關關斷時，諧振電感會在開關上產生很大的電壓應力，為了保證電路的安全運行，需要有一個箝位電路來箝位電壓。

在圖15電路中，如波形圖所示，主開關Sl關斷后，兩端電壓逐漸上升至箝位電壓Vo+Vcc；輔助開關S2寄生二極管開通，電感Lr與電容Cc諧振，開關S2實現ZCS開通；開關S2關斷后，二極管Db開通，電感Lr與開關S1寄生電容諧振至開關S1寄生二極管開通，開關S1一實現ZVS開通。電路增加二極管Dc是為了消除二極管Db結電容與電感Lr的諧振。

電路的優點是實現了，主開關與輔助開關的zvs開通，二極管Db的反向恢復得到抑制；不足之處是開關S1、S2都是硬關斷。

復合有源箝位功率因數校正電路對有源箝位功率因數校正電路的改進主要體現在電路拓撲和控制時序兩個方面：將二極管D2放在箝位電路外以消除二極管D2結電容與電感Lr的寄生振蕩；如圖16所示時序可以保證開關S1、S2與二極管D2在任一時刻只有兩個器件導通，另一個器件被箝位在Vo+Vcco主開關S1關斷后，電感Lr與開關S2寄生電容諧振使寄生二極管導通實現ZVS開通；開關S2關斷后，電感Lr與開關S1、S2寄生電容諧振使開關S1寄生二極管導通實現ZVS開通。

此電路的優點在于兩個開關均實現了ZVS開通，二極管的反向恢復得到抑制，電路結構簡單；不足之處是開關與二極管的電壓應力較大。針對這一不足，提出了最小電壓復合有源箝位電路，如圖17所示，該電路將電感Lr與輔助開關S2位置進行了交換，開關時序不變，這樣，開關S1、S2、二極管D2任兩者導通時，另一個被箝位在Voo。該電路波形與復合有源箝位功率因數校正電路相似，具有它的優點。

6.帶有無損吸收電路的功率因數校正電路

6.l

無源無損吸收電路

在軟開關技術中，無源無損吸收電路不增加額外的有源器件，只是采用無源元件來抑制二極管的反向恢復，并且減小了開關器件的開通和關斷損耗，因此具有電路成本低，控制簡單等優點。

在圖18電路中，開關S斷開后其兩端電壓逐漸被充電至Vo時，二極管Do、Dc開通，流過二極管Dr的電流逐漸增加，流過二極管Do、的電流逐漸減小至二極管Doj關斷，當開關S再次開通時，二極管的反向恢復不會影響開關損耗的增大。

圖18電路采用耦合電感使二極管反向恢復影響不到開關的開通，圖19電路則是利用電感抑制二極管的反向恢復對開關開通過程的影響，冉利用無源器件將電感中能量釋放。

此電路的不足之處在于電路結構和工作過程都比較復雜。

6.2

有源無損吸收電路

圖20電路抑制二極管反向恢復采用在電路中加入電感，再將電感中的能量釋放的方式。如圖20所示，主開關S1首先導通，電感Ls抑制了二極管D的反向恢復，電感Ls與開關S2寄生電容發生諧振使其放電至開關寄生二極管導通，開關S2實現ZVS開通。

此電路的優點在于電路結構簡單，能有效抑制二極管的反向恢復，輔助開關實現ZVS開通。

結語

綜上所述，各種類型的軟開關功率因數校正電路具有能夠抑制二極管反向恢復，實現開關管的軟開通或軟關斷，減少變換器的損耗，進而可以提高開關頻率，減少磁性元件的體積和重量，提高變換器的功率密度。

僅供參考

第三篇：電路設計自薦書

我是四川職業技術學院、即將畢業于2009年6月的學生。所學的專業是；應用電子技術。我仰慕貴單位重知識，重視 人才 之名，希望能成為貴單位的一員，為單位的事業發展盡我全力。

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第四篇：電路設計心得體會

學習使用Protel 99電路設計軟件心得體會

通過這兩天的計算機電路輔助設計實習，對Protel 99有了一個比較全面地了解并掌握了一些基本的繪制和編輯電路原理圖方法、技巧，并能處理一些常見問題。在對protel軟件的學習中，我有不少心得體會，下面我就談一下我的學習體會。

1.對學習使用Protel 99電路設計軟件有了比較初步認識，文無論是檔組織結構、文件管理、還是工作界面管理，這幫助了我更好更快的熟練的掌握 Protel 99電路設計的使用方法和操作過程。

2.設計電路原理圖

電路原理圖的設計是整個電路設計的基礎，因此電路原理圖要設計好，以免影響后面 的設計工作。電路原理圖的設計一般有如下步驟：

(1)設置原理圖設計環境；(2)放置元件；(3)原理圖布線；(4)編輯和調整；(5)檢查原理圖；(6)生成網絡表。

1)設計圖紙大小

首先要構思好零件圖，設計好圖紙大小。圖紙大小是根據電路圖的規模和復雜程度而定的，設置合 適的圖紙大小是設計好原理圖的第一步，確定整個電路圖的總體布局。

2）設置protel 99 se/Schematic設計環境

包括設置格點大小和類型，光標類型等等，大多數參數也可以使用系統默認值，并在電路圖中 明地址和類別，對原理圖有比較詳盡的注解。

3）

放置好元器件并連線

用戶根據電路圖的需要，將零件從零件庫里取出放置到圖紙上，并對放置零件的序號、零件封裝進行定義和設定等工作根據實際電路的需要，然后用元件管理器的Place按鈕將元件放置在工作平面上，再根據元件之間的走線把元件調整好。

利用protel 99 se/Schematic提供的各種工具，將圖紙上的元件用具有電氣意義的導線、符號連接起來，構成一個完整的原理圖調整一些元件的位置，把某些元件進行水平或垂直排列，并用鼠標拖動元件來調整好元件間的距離，也可在編輯元件時用鼠標左鍵雙擊元件，這時會彈出關于元件屬性的對話框，可以修改其中的選項，從而對元件進行必要的編輯，還可以使用Edit/Move子菜單中的各命令來實現。放置輸入輸出端口。執行菜單命令Place/Port或從Wiring Tools工具條中選取放置輸入輸出端口命令，在合適位置放置好，并與相應電氣點連接好。

4）

調整線路

將初步繪制好的電路圖作進一步的調整和修改，使得原理圖更加美觀

3.隨著電子工業的飛速發展，電路設計越來越復雜，手工設計越來越難以適應形勢發展的需要，Protel 99 SE以其強大的功能、快捷實用的操作界面及良好的開放性，為設計者提供了現代電子設計手段，使設計者能快捷、準確地設計出滿意的電路原理圖和印刷電路板，不愧是從事電路設計的一個良好的工具。

第五篇：水塔自動控制電路設計（范文模版）

水塔自動控制電路設計

一，緒論

現今社會，自動化裝置無所不在，在控制技術需求的推動下，控制理論本身也取得了顯著的進步。水塔水位的監測和控制，再也不需要人工進行操作。實踐證明，自動化操作，具有不可替代的應用價值。水塔水位自動控制器，具有適應各種液體液位的檢測和控制的功能，設計中分析了利弊，考慮了各種液體的阻值大小，是可以投入實際生產的產品。本文實現了在惡劣的條件下能自動調節水位高低、手動解除報警裝置、檢測探頭好壞的水塔水位控制器.同時,通過調節電位器中的阻值,該控制器能夠適應多種液體液位的檢測。

二，系統方案

水塔水位控制系統是我國住宅小區廣泛應用的供水系統，傳統的控制方式存在控制精度低、能耗大的缺點，而自動控制原理，依據用水量的變化自動調節系統的運行參數，保持水壓恒定以滿足用水要求，從而提高了供水系統的質量。而且成本低，安裝方便，經過多次實驗證明，靈敏性好，是節約水源，方便家庭和單位控制水塔水位的理想裝置，水塔水位控制系統采用交流電壓檢測水位，水位低于下限B點水位時，水泵抽水，水位達到最高水位線D時，水泵停止抽水，水位降低到最低水位線B以下時，恢復運行抽水，從而實現自動控制。

該系統采用分立元件電路實現了水塔水位的自動控制，設計出一種低成本、高實用價值的水塔水位控制器。采用分立的電路實現超高、低水位處理，自動控制電機電路。它能自動完成上水停水的全部工作循環，保證液面高度始終處于較理想的范圍內，它結構簡單，制造成本低，靈敏度高，節約能源顯著，是用于各種高層液體儲存的理想設備。

三，系統設計

① 設計分析

水塔水位自動控制系統主要完成的功能是對水塔水位的自動控制及檢測.本文擬通過4 個探頭對水塔水位進行采樣,分析采集的水位信號,控制電機水泵的開啟、停止,實現水位的調節.4 個探頭分別用B、C、D、E 表示,放置在水塔中,如圖1 所示.4 個探頭采集的水位信號通過T TL 電路判斷輸出,可以判斷水塔內水位的高度.水位允許在已設置的上、下水位范圍內變化.即水位高度正常情況應控制在C、D 之間,如圖1(a);當水位低于C 點、高于B 點時,電機啟動,帶動水泵工作,進水閥門打開,水塔內處于進水狀態,如圖1(b);當水位高于D 點時、低于E 點時,電機關閉,水泵停止工作,關閉進水閥門,水塔內處于停進狀態,如圖1(c);當水位低于C 點并到達B 點時,就發出C 探頭故障報警,采取手動啟動電機,如圖1(d);當水位超過D 點并到達E 點時,發出D 探頭故障報警,采取手動關閉電機,水位從溢流口流出,如圖1(e)

② 系統框圖

為了精確地實現對水位的控制,必須建立閉環控制系統.根據水塔中的進、出水的水位可以自動控制水泵運行與停止,使水位處于動態的平衡狀態.控制系統主要分為水位的模擬檢測和邏輯判斷部分.如圖2 所示,模擬檢測部分測量的是B、C、D、E 4 個探頭相對于A 點(即地)電位的高低.這就相當于一個可變電阻,4 個探頭與地之間的不同距離對應了可變電阻不同的阻值.當水位高低發生變化時,對應的電阻值不同,通過邏輯判斷,就得到不同的輸出邏輯判斷的輸出電路一部分用來控制電機的關閉與開啟,另一部分用來檢測系統故障,并發出報警聲。四，電路設計

① 工作原理

水塔供水系統的工作原理圖如圖3所示,包括水位檢測電路,誤動作判斷電路,水位控制電路,電機開啟或關閉電路和報警電路.水位正常情況下應保持在C、D 范圍之間, 此時, B、C、D、E 4 個探頭的邏輯電平為0011 ,水塔水位處于保持狀態;當水位低于C點,處于B、C 之間時,B、C、D、E 4 個探頭的邏輯電平為0111 ,水塔水位處于進水狀態;當水位高于D 點, 處于D、E之間時, B、C、D、E 4 個探頭的邏輯電平為0001 , 水塔水位處于停進狀態;當水位低于B 點或水位高于E 點, B、C、D、E 4個探頭的邏輯電平為1111 或0000 時,表明控制水位變化的電路出現了故障, 水塔水位的報警電路開始工作, 產生下限報警或上限報警, 即低報和高報.此時,需要工作人員手動關閉報警設備并開啟或閉合控制電機。

圖3 水塔供水系統的工作原理圖 ② 參數計算

水位指示燈部分:令流過三極管T1 , T2 , T3 , T4 集電極的電流IC 為10mA , 因為IC =(V CC-1.5)/ RC= 10mA , 得RC = 350Ω;取β= 100 ,則IB = 10mA/ 100 = 0.1mA , 所以, RB = V CC/ IB = 10kΩ.但是在實際調試中,電阻值過小, 選擇RB = 15kΩ 才合適。

③ 水塔水位控制器

水塔水位控制器的測試圖4 為水塔水位控制器的外觀正視圖,由電源指示燈、報警確認燈、水位指示燈以及報警確認開關組成.接通電源時,電源指示燈亮,當水塔中水深處于不同位置時,水位指示燈B、C、D、E 狀態不同.(1)當水位處于B 點之下,指示燈B、C、D、E 全亮,報警電路開始報警,即下限報警.(2)當水位處于B、C 之間, 指示燈B 滅, C、D、E 亮，水泵開始進水.(3)當水位處于C、D 之間, 指示燈B、C 滅, C、D 亮,保持狀態,即保持進水.(4)當水位處于D、E 之間, 指示燈B、C、D 滅, E 亮,停進狀態,即水泵不工作.(5)當水位處于E 點之上,指示燈B、C、D、E 全滅,水泵不工作,報警電路開始溢出報警,即上限報警.(6)報警電路可以手動關閉,只要按下報警確認開關,就可以解除報警的蜂鳴聲.此時,報警確認燈亮起.處理完故障時,必須關閉報警確認燈,報警確認電路復位,恢復其監測故障的功能.經過檢測,水塔水位控制器完全符合預定要求,完成所設定的工作任務.圖4 水塔水位控制器外觀圖

五，實驗驗證

本文采用純硬件電路設計水塔水位控制系統,避免了復雜設計中的不穩定因素,降低了生產成本,提高了實用價值.同時,對于不同類型的液體,此系統具有良好的兼容性.當水塔中液體改變時,只需要將電位器中的阻值和該液體的阻值調節到一個數量級上就可以很方便地實現此液體的水位控制操作.實驗證明,此水塔水位控制器不僅實現了對水塔水位的精確控制,而且,更具有工業生產的實用性.但是,如果探頭B、C,或者探頭D、E 同時發生故障,水塔水位控制器中的檢測部分就不能識別出來,這是使用時應該注意的.所以,在使用過程中需要定期檢測探頭是否發生故障.六，結束語

運用簡單、可靠的設計思路來實現性價比合理的水塔水位控制器.經過實驗測試,該系統在運行期間穩定性高,完全實現了自動調節水位高低、手動解除報警裝置、檢測探頭好壞等功能,是可以投入生產的水塔水位控制器。

通過本次課程設計，我對傳感器的應用有了更加深刻的理解，也對它的應用范圍之廣感到驚奇，我相信在我以后的生活中，對身邊的事物也會明白的更深更多，這次設計，真的讓我受益匪淺。

七．參考文獻

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[6 ] 李朝青編著.單片機原理及接口技術.簡明修訂版.北京：北京航天航空大學出版社，1998年 [7 ] 戴文進，章衛國主編.自動化專業英語.武漢：武漢理工大學出版社，2001年 [8 ] 談振藩編，自動控制專業英語.哈爾濱：哈爾濱工程大學出版社，1999年