單相正弦波逆變電源的設計正文

第1章

概述

任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發展方向。傳統的晶體管串聯調整正弦波逆變電源是連續控制的線性正弦波逆變電源

。這種傳統正弦波逆變電源技術比較成熟,并且已有大量集成化的線性正弦波逆變電源模塊,具有穩定性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優點、但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都不得和很大的濾波器。由于調整管工作在線性放大狀態，為了保證輸出電壓穩定，其集電極與發射極之間必須承受較大的電壓差，導致調整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于調整管上消耗較大的功率,所以需要采用大功率調節器整管并裝有體積很大的散熱器,很難滿足現代電子設備發展的要求。在近半個多世紀的發展過程中，正弦波逆變電源因具有體積小、重量輕、效率高、發熱量低、性能穩定等優點而逐漸取代傳統技術制造的連續工作電源，并廣泛的應用，正弦波逆變電源技術進入快速發展期。

正弦波逆變電源采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關的占空比調整輸出電壓。它的功耗小，效率高，正弦波逆變電源直接對電網電壓進行整流、濾波、調整，然后由開關調整管進行穩壓，不需要電源變壓器，此外，開關工作頻率為幾十千赫，濾波電容器、電感器數值較小。因此正弦波逆變電源具有重量輕、體積小等優點。另外，于功耗小，機內溫升低，提高了整機的穩定性和可靠性。而且其對電網的適應能力也有較大的提高，一般串聯穩壓電源允許電網波動范圍為220V±10%,而正弦波逆變電源在電網電壓在110～260V范圍變化時,都可獲得穩定的輸出阻抗電壓。正弦波逆變電源的高頻化是電源技術發展的創新技術,高頻化帶來的效益是使正弦波逆變電源裝置空前的小型化,并使正弦波逆變電源進入更廣泛的領域,特別是在高新技術領域的應用,扒動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外正弦波逆變電源的發展與應用在節約資源及保護環境方面都具有深遠的意義。

目前市場上正弦波逆變電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十千赫；采用MOSFET的正弦波逆變電源轉抽象頻率可達幾百千赫。為提高開關頻率，必須采用高速開關器件。在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統的動態性能。因此，高頻化是正弦波逆變電源的主要發展方向。高可靠性——正弦波逆變電源的使用的元器件比連續工作電源少數十倍，因此提高的可靠性。從壽命角度出發，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設計方面著眼，盡可能使較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。正弦波逆變電源的發展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻電磁元件。發展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,開發高頻用的低損磁性材料,改進磁元件的結構及設計方法,提高濾波電容的介電常數及降低其等串聯電阻等,對于正弦波逆變電源小型化始終產生著巨大的推動作用。

總之，人們在正弦波逆變電源技術領域里，邊研究低損耗回路技術，邊開發新型元器件，兩者相互促進并推動著正弦波逆變電源以每年過兩位數的市場增長率向小型、薄型、高頻、低噪聲以及高可靠性方向發展。

第2章

設計總思路

2.1總體框架圖

濾波電路

逆變電路

輸入315V直流電

驅動電路

UC3842脈寬調制電路

輸出220V交流電

誤差比較

圖1

總體框圖

此次課程設計要求輸入315V直流，輸出220V交流，主電路采用單相橋式逆變電路，對高頻開關器件常用PWM波控制，要產生正弦波可采用SPWM控制方法，通過控制電力電子器件MOSFET的關斷來控制產生交變正弦波電壓。控制電路主要實現產生SPWM波，設計要求選用UC3842電流控制型PWM控制器產生控制脈沖。而UC3842實質上是通過輸入的兩路波進行比較，輸出比較后形成的脈沖波，鑒于UC3842的這一特征，可以通過輸入正弦漫頭波和鋸齒波進行比較得到所需的正弦波控制脈沖。正弦波產生器的設計有多種方法，本次課程設計采用555定時器多諧振電路產生方波經過濾波產生正弦波的方法作為正弦波產生器，再經過整流，使之成為正弦漫頭波。鋸齒波的產生電路比較簡單，可以直接利用UC3842內部提供的諧振器加入外圍電阻電容產生。此外電路要求輸出的正弦波幅度可調，此時就需要使加入的正弦波漫頭波幅值可調，此可以通過一加法器使之與設置電壓相疊加產生電壓可變的正弦電壓。

主電路和控制電路的一些中間環節都是需要濾波的，由于產用SPWM控制，主電路的諧波成分較少，可以通過簡單的RC無源濾波。控制電路中的方波要變成較為標準的正弦波，要濾去的諧波成分就要多得多，可以采用有源濾波，且可以通過積分環節使方波變成比較好的正弦波。

由于設計出來的電路是作為電源用的，對電源電流、電壓檢測就顯得非常有必要了，可以通過從電源負載取出電流信號作為UC3842的關斷信號，從而實現主電路的限流作用。要實現電流、電壓的穩定，則可以通過取出的電流、電壓信號與控制電路構成閉環控制來實現。為了不至使電路結構過于復雜，只設計了簡單的電壓反饋環使電壓基本能跟隨給定維持恒定。

2.2設計的原理和思路

圖2

正弦波逆變電源的組成框圖

該電路采用他勵式,2管雙推動輸出脈寬調制方式輸出電壓為220V,輸出電流2A,有欠壓、過壓和過流等多重保護功能。

第3章

主電路設計

3.1

SPWM波的實現

3.1.1

PWM固定頻率的產生

PWM波形產生原理圖如圖3.1.1所示

圖3.1.1

PWM波的產生電路圖

PWM固定頻率是由SG3525芯片產生。SG3525芯片的資料見如下：

管腳說明：

引腳1：誤差放大反向輸入

腳9：PWM比較補償信號輸入端

引腳2：誤差放大同向輸入

引腳10：外關斷信號輸入端

引腳3：振蕩器外接同步信號輸入端

引腳11：輸出A

引腳4：振蕩器輸出端

引腳12:信號地

引腳5:振蕩器定時電容接入端

引腳13：輸出級偏置電壓接入端

引腳6：振蕩器定時電祖接入端

引腳14：輸出端B

引腳7:振蕩器放電端

引腳15：偏置電源輸入端

引腳8:軟啟動電容接入端

引腳16：基準電源輸出端

圖中11與14腳輸出兩路互補的PWM波，其頻率由與5、6管腳所連的R、C決定。PWM頻率計算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，調節6端的電阻即可改變PWM輸出頻率。同時，芯片內部16腳的基準電壓為5.1V采用了溫度補償，設有過流保護電路，5.1V反饋到2端同向輸入端，當反向輸入端也為5.1V時，芯片穩定，正常工作。若兩端電壓不相等，芯片內部結構自動調整將其保持穩定。

在脈寬比較起的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化，由于結構上有電壓環河電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，目前比較理想的新型控制器。R和C設定了PWM芯片的工作頻率，計算公式為T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT

。再通過R13和C3反饋回路。構成頻率補償網絡。C6為軟啟動時間設定電容。

3.1.2

SPWM波的原理

在進行脈寬調制時，使脈沖系列的占空比按正弦規律來安排。當正弦值為最大值時，脈沖寬度也最大，脈沖間隔最小，反之正弦值較小時，脈沖寬度也小，脈沖間的間隔較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負載電流中的高次諧波成分大為減少，成為正弦波脈寬調制。

3.1.3

SPWM調制信號的產生

要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關，所得到的脈沖方波輸出再經過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調制信號，而要得到SPWM調制信號，必須得有一個幅值在l～3

5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波實現SPWM的控制電路框圖如圖3.1.3(a)所示，實際電路各點的波形如圖3.1.3(b)所示。

誤差信號

基準電壓

加法器

整流電路

濾波電路

調制電路

基準方

波

SG3525

時序電路

圖3.1.3(a)

SPWM波控制電路框圖

圖3.1.3(b)

SPWM電路主要節點波形

由圖3.1.3(a)

圖3.1.3(b)可知，基準50Hz的方波是由555芯片生成的，用來控制輸出電壓有效值和基準值比較產生的誤差信號，使其轉換成50Hz的方波，經過低頻濾波，得到正弦的控制信號。

3.2

保護電路模塊

該系統是由直流邊交流，弱點變為強電。故對系統進行必要的安全保護是必須的，在對系統進行調試時必須要注意安全。系統除了芯片本身具有的保護措施外，還對系統進行了專門的保護，具體如下。

3.2.1過電流保護

過電流保護采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在IGBT允許的過流時間內將其關斷，起到保護作用。

如圖3.2.1所示，過流保護信號取自CT2，經分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如圖2.4所示。當同相輸入端過電流檢測信號比反相輸入端參考電平高時，比較器輸出高電平，使D2從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，使電壓比較器一直穩定輸出高電平。同時，該過電流信號還送到SG3525的腳10。當SG3525的腳10為高電平時，其腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。

圖3.2.1

過電流保護電路

3.2.2空載保護電路的設計

空載檢測電路如圖3.2.2所示。是用電流互感器檢測電流輸出，當沒有電流輸出時，使三極管Q8截止，從而使RS-CK為高電平，停止輸出SPWM波。8s后，再輸出一組SPWM波，若仍為空載，則繼續上述過程。若有電流輸出則Q8導通，使得RS-CK為低電平，連續輸出SPWM波形，逆變電路正常工作。

圖3.2.2

空載檢測電路圖

3.2.3浪涌短路保護電路的設計

浪涌電路保護電路原理圖如圖3.2.3。此電路圖是短路保護，用0.1歐的電阻對電壓進行采樣，通過470千歐電阻得到電流，并使這電流通過光電耦合器，當電流過高時使得SPWM波不輸出，關閉IGBT形成保護。故障排除后光電耦合器輸出關斷，逆變器正常工作。

圖3.2.3

浪涌短路保護電路原理圖

第4章

單元控制電路設計

4.1

DC-AC電路設計

由前面論證已經明確采用全控橋式逆變電路。其中各橋臂通斷由SPWM波控制的IGBT完成。

系統采用SG3525來實現SPWM控制信號的輸出，該芯片其引腳及內部框圖如圖4.1所示。

圖4.1

SG3525引腳及內部框圖

直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5

V基準電壓。+5

V再送到內部(或外部)電路的其它元器件作為電源。

振蕩器腳5須外接電容GT腳6須外接電阻RTo振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1．1

8／RCTo逆變橋開關頻率定為l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5

kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證V1及V2不同時導通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。

4.2

PWM驅動模塊

4.2.1

驅動電路的設計

驅動電路的設計既要考慮在功率管需要導通時，能迅速地建立起驅動電壓，又要考慮在需要關斷時，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅動電壓。具體驅動電路如圖2.7所示。

圖4.2.1

驅動電路

其工作原理是：

（1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使Q1的基極電位迅速上升，導致D2導通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導通；

（2)當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導致Q1導通，功率管的柵極電荷通過Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關斷。

當然，對于功率管的保護同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個緩沖電路避免功率管被過高的正、反向電壓所損壞。

4.2.2

TDS2285產生PWN波

SPWM的核心部分采用了張工的TDS2285單片機芯片,用其產生為功率主板產生占空比變化的矩形波，通過H橋產生所需的正弦波。U3,U4組成時序和死區電路，末級輸出用了4個250光藕，H橋的二個上管用了自舉式供電方式，這樣做的目的是簡化電路，可以不用隔離電源，該模塊原理圖如圖4.2.2(a)所示：

圖2-2-1

2.2.1

PWN波的產生

（1）、該模塊中是由TDS2285芯片產生PWM波，TDS2285的芯片各管腳資料如圖2-2-2：

圖4.2.2(a)

PWM驅動電路圖

1.該模塊所采用的是TDS2285芯片，其管腳如圖4.2.2(b)所示

圖4.2.2(b)

TDS2285管腳圖

2.該模塊中TDS2285芯片的工作原理圖4.2.2(c)如：

圖4.2.2(c)

TDS2285產生PWM波

該芯片的6、7管腳生成交流電正、負半周調制波輸出引腳，輸出SPWM脈沖，其頻率有接在2、3管腳間的晶振來決定。9腳為故障報警輸出端，通常驅動一蜂鳴器，同時配合5腳LED的狀態，當蓄電池電壓輸入出現過壓或低壓時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔1秒報警一次，當出現交流過流或者短路時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔0.5秒報警一次。13腳為檢測蓄電池電壓，當13腳的電壓超過3V或低于1V時，逆變停止工作，并進入欠壓或過壓故障狀態。通過外接蓄電池上分壓來實現。10腳為交流電壓穩壓反饋輸入，實時檢測功率主板輸出的交流正弦波輸出電壓變動范圍，并作調整輸出達到穩定輸出電壓的目的。

第5章

系統調試

5.1

測試使用的儀器

序號

名稱、型號、規格

數量

數字示波器

UT70A數字萬用表

函數信號發生器

5.2

輸出功率與效率的測試

輸出功率的定義：即為電源把其輸入功率轉換為有效輸出功率的能力。

測試框圖如下圖所示。

先如圖布置好測試電路后，進行如下步驟調試：

1.各電路輸出電壓、電流測量同時進行。

2.開啟所有設備、記錄輸入功率數值及各點輸出電壓，電流值。

3.計算輸入功率Pi=Ui*Ii，輸出功率值Po=Uo*Io.4.效率n=Po/Pi*100%,Pi為輸入。

5.3

過流保護的測試

定義：當輸出電流大于設定保護值時，系統自動關閉輸出，形成過流保護。當輸出電流小于設定保護值時，系統自動恢復正常工作狀態。

測試方法：如圖18所示。在輸出端接入3個串聯10歐電阻作為負載，通過短路其中的一個或兩個來模擬過流情況發生。觀察系統是否進行過流保護。

圖18

過流保護測試框圖

測試結果與分析：逆變過程中，過流保護裝置在電流大于設定保護值時關閉輸出，并在恢復正常時又打開輸出。所以過流保護裝置正常工作。

5.4

空載待機功能測試

（1）

定義：當無負載接入時，系統關閉輸出進入待機模式。當有負載接入時，系統進入正常工作狀態。

（2）

測試方法：接入負載后斷開負載，觀察系統輸出狀態。

（3）

結果與分析：輸出端負載斷開5s后系統進入待機狀態，此時無輸出。再次接入負載，系統就開始進入逆變工作狀態。

5.5

輸出電壓范圍測試

（1）

定義輸出電壓的最大值最小值。

（2）

測試方法：調節電壓反饋賄賂的參數，觀察輸出電壓大小。

（3）

測試結果：接入300歐的電阻調節Rp3，輸出電壓在8~12V之間。

結果分析

經過測試以后題目的基本要求都已經完成，各項性能指標都較好的實現在輸出功率穩定時效率達到了93%。同時該電路還具有短路保護，空載保護，過流保護的功能。

第6章

總結

剛剛拿到課程設計的題目時真不知道從哪里開始動手,課題名稱里的芯片根本就沒聽說過。通過上網查找資料,弄清楚了它的功能,才真正開始了設計。但這個東西包括了幾個部分,所以一定要把握好它的整體設計思路,在其框架之下,對各部分的單元電路進行分析和設計,最后經過電路的修改,參數的確定,將各個部分連接起來,形成總的電路圖。

課程設計雖然大家的課題不是完全一樣的，但是大家之間的團隊合作還是很重要的，有些地方自己一個人看不明白，通過和同學之間的討論最終弄明白，這是一個很有趣的過程，我相信通過這次的課程設計我們大家之間對于電力電子的學習取得了更加大的進步。

這次實習我學到了很多。在摸索該如何設計電路使之實現所需功能的過程中，培養了我的設計思維，增加了實際操作能力。在體會設計的艱辛的同時，更讓我體會到成功的喜悅和快樂。

通過這兩個星期的課程設計，從開始任務到查找資料，到設計電路圖，到最后的實際接線過程中，我學到了課堂上學習不到的知識。上課時總覺得所學的知識太抽象，沒什么用途，現在終于認識到了它的重要性。平時上課老師講的內容感覺都聽明白了,但真正到了用的時候卻不怎么會用了,經過這次課程設計才知道,要真正學好一門課程,并不是把每一章的內容搞懂就行了,而是要將每一章的內容聯系起來,融會貫通,并能夠應用到實踐中去.通過這次課程設計，我學到了不少新知識、新方法、新觀點。這次設計不但鍛煉了我的學習能力、分析問題與解決問題的能力，同時也鍛煉了我克服困難的勇氣和決心。

還有本次課程設計最重要的是加強了我的動手能力，平時學習的時候只是片面的認識和照搬書本上的知識，書本知識在實際應用的時候會出現很大的偏差，理論聯系實際才是真正的學習之道。要在實際運用的時候結合實際的環境，具體的分析，解決問題，這才是這次課程設計對于我最重要的意義。

附錄

總電路圖