第一篇：模塊化逆變電源的設計與應用

模塊化逆變電源的設計與應用

摘要：討論模塊化逆變電源的應用場合及設計特點，并以某定向陀螺用的逆變電源為例，介紹了模塊化逆變電源的設計過程。

目前，逆變技術已在國民經濟的各個領域中得到了極其廣泛的應用，國內外許多公司已能生產技術成熟的標準逆變電源，這些產品實現的功能較多，性能較好、可適應較復雜的負載情況，但控制方案較復雜、體積較大、價格昂貴，適于實驗室、車間的集中供電。在逆變技術的進一步普及應用中，越來越多的產品、設備要求逆變電源象直流電源一樣模塊化，并成為該產品、設備的一部分。通常在這種場合對逆變電源要求容量較小、負載單

一、并控制體積和成本，顯然再采用標準逆變電源的方案就不合適了，這需要仔細考慮系統方案，簡化控制，在保證性能指標的同時，減小體積，降低成本。

本文以某新型魚雷定向陀螺用的模塊化逆變電源為例，介紹模塊化逆變電源的設計與應用情況。本例的負載為感性，輸出電壓有個切換過程，在要求輸出電壓固定的場合，去掉電壓切換部分即可。

本模塊電源為三相400Hz逆變電源，24VDC輸入，要求輸出電壓在通電30s內為68V，此時負載電流為3A；30s后，陀螺的起動過程結束，要求輸出電壓無間斷地切換為36V，并提供1A負載電流，穩壓精度2％，輸入輸出隔離。模塊外形尺寸不大于120mm×130mm×50mm。

2系統設計

在模塊電源的研發過程中，系統設計直接決定產品的最終性能。現采用以下方案構成SPWM型逆變器，系統框圖見圖1。

圖1系統框圖

2.1控制方案

模塊化逆變電源的負載一般已知，其特性也不復雜，沒有進行實時計算的必要，因此采用查表法是很合適的，將控制波形的SPWM數據事先計算出來，存入ROM中，這樣可使控制部分得到最大程度的簡化。調節直流母線電壓可以進行輸出電壓的控制，雖然這種方式不利于三相分相控制并有一定滯后，在大容量逆變器中不常見，但在三相平衡負載場合，是完全可以滿足要求的。所以，本系統實際采用了PWM、PAM兩種控制方式。控制部分是系統的關鍵，本文將做詳細介紹。

2.2主電路設計

主電路需將24VDC輸入變換為較高的、可調節的直流母線電壓，選擇性能優良的DC/DC模塊，可縮短設計周期、提高產品可靠性。

圖2規則采樣Ⅱ法

DC/DC模塊選用VICOR產品。該產品采用了ZCS/ZVS（零電流/電壓開關）技術，突出優點是高效率、高功率密度、高可靠性、低電磁干擾；同時，可以利用其I/O隔離的特性實現系統的隔離。若使用兩只24V變48V、輸出150W的VICOR模塊，輸入并聯，輸出串聯，可獲得96V的直流母線電壓。

（1）檢驗功率不計各處損耗，最大輸出功率為 68×3=204VA 兩只模塊可輸出功率達300W，可以滿足要求。

（2）檢驗電壓正常工作輸出36V時，若直流利用率為0.7，調制度為最大值1，則需直流電壓

36/0.7=51.5V 輸出68V時，若直流利用率仍為0.7，調制度為最大值1，則需直流電壓

68/0.7=97V 這是空載時所需的直流電壓，當帶重載時，因線路阻抗和系統輸出阻抗的存在，所需的直流母線電壓更高，所以必須采取措施提高直流利用率。計算SPWM數據時，可適當地過調制，并在電路中稍微加大濾波，就可達到目的。

逆變橋使用MOSFET構成三相逆變全橋，濾波網絡中的電容采用三角形連接以加強濾波作用。

2.3保護與控制電源

當有異常情況出現時，有兩種方法切斷輸出，一是封鎖控制數據，如選擇ROM數據全為零的空頁，此法方便快速；二是斷開直流母線電壓，此法有利于負載的安全，這里選擇后者。VICOR模塊的GATEIN端是其功率提升同步端，也是該模塊的使能端，拉低該端電壓即可關閉模塊（Isink=6mA），它以－IN端電位為基準，故檢測的過流、過壓信號均須以光耦與之隔離。

控制部分已相當簡單，電源功率很小，采用線性三端穩壓器即可。除簡便外，還有可靠、電磁干擾小的優點。固定一只模塊的輸出電壓以獲得控制電源，而調節另一只來控制系統輸出電壓的幅值。

3PWM波形控制

在ROM中的PWM數據是離線計算的，靈活性較大。采用SPWM方法之一的規則采樣Ⅱ法計算數據，可比較準確地得到開關器件的導通、關斷時間，其原理誤差與存儲數據時取整帶來的誤差相比可以忽略。計算程序的入口參數主要有三個：載波頻率fc、調制頻率fm和調制度M，其中調制度代表預期的輸出幅值。輸出電壓切換前后的幅值相差很大，不能使用一個調制度，所以在ROM中存儲兩組數據（每組2k字節），通過控制高位地址線實現電壓切換。前面2.2節述及，起動階段輸出68V時，需適當的過調制，此時，SPWM就近似為梯形波比較調制，使直流利用率提高；而正常工作輸出36V時，直流母線電壓綽綽有余，調制度較低，諧波含量將很少。

規則采樣Ⅱ法的原理如圖2所示，在三角載波的負峰值時對正弦調制波采樣，得到圖中E點，采樣電壓為urE=MsinωCtE。E點水平線在三角波上截得A、B兩點，兩點間的時間就作為SPWM波在該載波周期的脈寬時間t2。由相似三角形的比例關系可得下式：

脈寬時間間隙時間

(1)(2)Tc為三角載波的周期。利用式（1）可以很快地計算出各個脈沖寬度，而兩個脈沖之間的間隙時間為前一脈沖的t3與后一脈沖的t1之和。

圖3是產生PWM數據的程序流程：

圖3產生PWM數據的程序流程圖(a)主程序(b)計算某相數據子程序

圖4VICOR模塊調壓原理

程序中，計算某相數據的子程序是三相公用的。其中一個參數是正弦調制波相位，改變這個參數可分別計算出A、B、C數據，并且可以補償因濾波元件參數不一致而導致的三相不平衡。計算完各開關點時間后，將時間轉換為0、1位串的字節長度，這個過程要進行四舍五入，修正值初值為0.5。但四舍五入一般會帶來數字節的誤差，為了保證總的字節數成整k，需要以逐次逼近方式修改修正值。

此部分電路中，一555多諧振蕩器產生819.2kHz時鐘，經12位計數器進行地址變換，使存儲于ROM中的PWM數據周期性地輸出，再由專用驅動芯片IR2110驅動MOSFET三相全橋進行逆變。

4輸出電壓控制

介紹這部分前，需先對VICOR模塊的調壓原理進行了解，參見圖4。

VICOR模塊的電壓調節端TRIM同時也是模塊內部誤差放大器的電壓給定端，經一個10kΩ電阻與2.5V基準串聯，此端懸空時，誤差放大器的給定電壓為2.5V，模塊輸出額定電壓。由TRIM端外接電阻到－OUT端與10kΩ電阻對2.5V分壓，使誤差放大器的給定電壓降低，模塊的輸出電壓即被按比例地調低；由＋OUT端外接電阻到TRIM端與10kΩ電阻對輸出電壓分壓，輸出電壓亦被按比例地調高。模塊的輸出電壓調節范圍是額定值的5％到110％。值得注意的是，若TRIM端電壓過高，將導致模塊的過壓保護動作。

使模塊的電壓調節端TRIM隨著系統輸出電壓有效值的變化而反向變化，即可構成負反饋閉環回路。可以看出，若將系統抽象為一閉環系統U(s)=U0×C(s)/F(s)，模塊內的2.5V基準也是系統的給定值U0，負反饋環路可抽象為反饋通道傳遞函數F(s)。系統有68V、36V兩次穩壓過程，只需在切換數據頁的同時相應改變F(s)中的反饋系數即可。

此部分的電路參見圖5。

輸出的三相電壓經整流濾波后，在電位器RP1的滑臂上取得反饋電壓，該電壓經光耦N1隔離、反相后送到VICOR模塊的TRIM端，即構成了負反饋環。這里光耦三極管等效為一個接在TRIM和－OUT端的受控可變電阻，這樣有效地防止了TRIM端上的反饋電壓過高。

通電后，首先＋15V經R對C充電，充電時間常數由二者的乘積決定。當C上的電壓不超過穩壓管DZ穩壓值加0.7V時，T1不導通，集電極輸出為高電平，選中ROM里存儲68V數據的頁面，同時，三極管T2、達林頓光耦N2導通，電位器RP2與RP1并聯，這個狀態對應于起動階段輸出68V高電壓；當C上的電壓超過穩壓管穩壓值加0.7V后，T1導通，集電極輸出為低電平，選中存儲36V數據的頁面，同時T2、N2截止，RP2支路斷開，RP1滑臂上的反饋電壓增大，系統反饋系數也變大，輸出將降低，這時對應于正常工作階段輸出36V。

圖5電壓控制電路

這里，用PWM數據的調制度大致決定輸出電壓幅度。確定此參數時，斷開負反饋環，VICOR模塊輸出額定電壓，系統帶滿載并能輸出預定電壓時的調制度，就是合適的取值，經實驗，68V、36V的調制度分別取為1.50、0.50。用電位器RP1、RP2可對輸出電壓在一定范圍內微調。輸出36V時，僅RP1起作用，故應先調定RP1，再用RP2對68V調節。

取樣電阻值的選擇很重要，選得過小，光耦會出現飽和情況，系統就會振蕩；選得太大，光耦不足以導通，負反饋環起不到調節作用。

5產品性能和應用情況

研制的電源能滿足外形尺寸要求，能以簡潔的電路實現并完全達到各性能參數的關鍵在于VICOR模塊與逆變部分的巧妙配合。以下是產品的實測數據：

（1）輸出電壓：

穩壓精度——30s內：空載：69.0V滿載:67.5V 30s后：空載：36.3V滿載:36.0V 頻率——開機:401.5Hz帶載一小時:398.5Hz THD——輸出68V空載:0.5％80％負載:3％ 輸出36V空載:0.2％80％負載:0.5％ 三相不平衡度： <2%（2）最大輸出功率：210VA（3）效率：65％(滿載)（4）輸入電壓：（21～32）VDC 本模塊化逆變電源試制成功后，除用于該型魚雷外，還用于某型雷達及某研究所的航空傳感器測試平臺等場合，用戶反映良好。

第二篇：基于SG3525A和IR2110的高頻逆變電源設計.doc

基于SG3525A和IR2110的高頻逆變電源設計

來源：電子設計應用 作者：深圳市慧康醫療器械有限公司 王大貴 潘文勝

摘 要：本文簡述了PWM控制芯片SG3525A和高壓驅動器IR2110的性能和結構特點，同時詳細介紹了采用以SG3525A為核心器件的高頻逆變電源設計。

關鍵詞：PWM；SG3525A；IR2110；高頻逆變電源

引言

隨著PWM技術在變頻、逆變頻等領域的運用越來越廣泛，以及IGBT、PowerMOSFET等功率性開關器件的快速發展，使得PWM控制的高壓大功率電源向著小型化、高頻化、智能化、高效率方向發展。

本文采用電壓脈寬型PWM控制芯片SG3525A，以及高壓懸浮驅動器IR2110，用功率開關器件IGBT模塊方案實現高頻逆變電源。另外，用單片機控制技術對此電源進行控制，使整個系統結構簡單，并實現了系統的數字智能化。

SG3525A性能和結構

SG3525A是電壓型PWM集成控制器，外接元 器件少，性能好，包括開關穩壓所需的全部控制電路。其主要特性包括：外同步、軟啟動功能；死區調節、欠壓鎖定功能；誤差放大以及關閉輸出驅動 信號等功能；輸出級采用推挽式電路結構，關斷速度快，輸出電流±400mA；可提供精密度為5V±1%的基準電壓；開關頻率范圍100Hz~400KHZ。

其內部結構主要包括基準電壓源、欠壓鎖定電路、鋸齒波振蕩器、誤差放大器等，如圖1所示。

圖1 SG3525A內部框圖及引腳功能

IR2110性能和結構

IR2110是美國IR公司生產的高壓、高速PMOSFET和IGBT的理想驅動器。該芯片采用HVIC和閂鎖抗干擾制造工藝，集成DIP、SOIC封裝。其主要特性包括：懸浮通道電源采用自舉電路，其電壓最高可達500V；功率器件柵極驅動電壓范圍10V~20V；輸出電流峰值為2A;邏輯電源范圍5V~20V，而且邏輯電源地和功率地之間允許+5V的偏移量；帶有下拉電阻的COMS施密特輸入端，可以方便地與LSTTL和CMOS電平匹配；獨立的低端和高端輸入通道，具有欠電壓同時鎖定兩通道功能;兩通道的匹配延時為10ns；開關通斷延時小，分別為120ns和90ns;工作頻率達500kHz。

其內部結構主要包括邏輯輸入，電平轉換及輸出保護等，如圖2所示。

圖2 IR2110內部框圖及引腳功能

設計原理

高壓側懸浮驅動的自舉原理

IR2110用于驅動半橋的電路如圖3所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間，C1已充到足夠的電壓VC1≈VCC。當HIN為高電平時，VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的門極和發射極之間，C1通過VM1、Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵極電荷經Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經短暫的死區時間(td)之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經VD1、S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環反復。

圖3 驅動半橋自舉電路

自舉元件設計

自舉二極管(VD1)和電容(C1)是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據一定的規則對其進行調整，使電路工作在最佳狀態。

在工程應用中，取自舉電容C1>2Qg/(VCC-10-1.5)。式中，Qg為IGBT門極提供的柵電荷。假定自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降(包括VD1的正向壓降)，則在器件開

通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓(10V)要高。

同時，在選擇自舉電容大小時，應綜合考慮懸浮驅動的最寬導通時間ton(max)和最窄導通時間ton(min)。導通時間既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。根據功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性對導通時間進行選擇，估算后經調試而定。

VD1主要用于阻斷直流干線上的高壓，其承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的二極管。

運用SG3525A和IR2110構成的高頻逆變主電路圖

高頻逆變主電路如圖4所示，逆變高壓電路由全橋驅動組成。功率開關Q1~Q4采用IGBT模塊。逆變主電路把直流電壓V1轉換為20kHz的高頻矩形波交流電壓送到高頻高壓變壓器T1，經升壓整流濾波后提供給負載供電。電路通過控制PWM1和PWM2的占空比，來得到脈寬可調的矩形波交流電壓。VF為高壓采樣端反饋到控制系統的電壓。

圖 4 高壓逆變主電路圖

單片機組成的控制系統

圖5所示為完整的高壓逆變電源系統框圖，它主要包括主電路及控制電路兩部分。主電路主要包括逆變器直流電源、IGBT橋式逆變器、保護電路、高頻高壓變壓器、高頻高壓硅堆(高頻整流器)等。控制電路主要包括電流、電壓采樣及其處理單元，PWM信號產生和驅動電路，單片機控制器，參數輸入鍵盤及液晶顯示，通信接口等部分。為了更好的解決系統的干擾、隔離、電磁兼容等問題，在控制部分和主電路采用光耦完全隔離。

此硬件系統配上軟件系統，可使整個系統具有完整的人機界面和自診斷等智能化功能。

圖5 單片機控制的逆變系統

結語

由PWM控制芯片SG3525A和高壓驅動器IR2110組成的高頻逆變電源，具有體積小、控制方便、電能利用效率高等優點。此系統目前已被用于醫療設備的高頻電源。

參考文獻：

智能化高頻開關電源設計[J].電力電子技術.1996.30(3)2 電子變壓器手冊.遼寧科學技術出版社.1998.8 3 LPC900系列Flash單片機應用技術.北京航空航天大學出版社.2004.1

更新時間：2007-8-9 7:45:08 閱讀：410

相關鏈接

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第三篇：基于UC2525的交流逆變電源設計

基于UC2525的交流逆變電源設計

一、設計需求

本電源應用于一個交流電壓轉換的前端，輸入的控制信號是4VAC(50HZ交流有效值變化范圍2VAC-8VAC)，輸入電源是350VDC(精度0.5%)。輸出信號應跟輸入信號成線性比例(放大20倍，精度0.5%)，且輸入控制信號與輸出信號相位誤差小于20’，功率負載不小于30VA。

特殊需求：要求控制信號輸入阻抗大于500M。

二、設計分析

本電源的模型為一個交流逆變電源，但是提供了控制信號并且要求與輸入信號呈線性比例精度要求相當高，且有同相位的要求。所以本電源在一定意義上說是一個交流信號放大器。

輸入的電源是350VDC，需要變成交流信號，變換方法就是采用SPWM的方式生成方波，然后通過LC變成標準正弦。生成SPWM就用到了TI的這顆芯片UC2525穩壓脈寬調制器，然后控制MOS管的通斷生成方波。

輸入信號要求高阻抗可使用放大器做隔離，由于有輸出精度要求所以放大器的放大倍數需要可調，從而滿足設計需求。將處理后的信號輸入UC2625作為PWM占空比控制信號，得到正確輸出。

設計需求有精度和相位的要求，為了達到閉環控制的效果在輸出端填加小信號電壓互感器作為反饋。

三、分部實現說明 1 控制信號輸入處理

五、設計遺憾 電路中有一個地方我還是沒計算清楚就是UC2525的占空比控制，這也是我把這這個設計拿出來到TI博客大賽的原因。電路中從控制信號輸出到反饋輸入，再到半波整流都可以有詳盡的設計計算，但是由于UC2525的基準三角波的不確定性(例如，峰峰值的不確定性，起始電壓的不確定性等)造成正弦 波的精度沒有辦法得到更準確的設計計算支撐，只能通過微小的滿度調整和反饋調整來保證，為批量生產帶來和很大的不便。如果TI的工作人員看到這個設計，希望幫忙給予幫助。

第四篇：基于SG3525A的太陽能逆變電源設計

基于SG3525A的太陽能逆變電源設計

北京無線電技術研究所 徐東生2006-5-12

摘 要：本文主要介紹了SG3525A在研制太陽能逆變電源中的應用，其脈沖波形隨設計線路的不同而產生不同的結果，從而解決了隨機燒毀功率管的技術問題。關鍵詞：SG3525A；逆變電源；MOSFET-90N10 引言

本文涉及的是光明工程中一個課題的具體技術問題。該課題的基本原理是逆變器由直流蓄電池供電，用太陽能為蓄電池充電，然后逆變電源輸出220V、50Hz的交流電供用戶使用。在研制過程中，有時隨機出現燒毀大功率管的現象，本文對這一現象給出了解決方案。

圖1 SG3525A驅動MOS功率管電路圖

圖2 逆變器工作過程中波形圖

（a）

(b)圖3(A)逆變器緩啟動(B)逆變器硬啟動

SG3525A和逆變電源

本課題研發的逆變器使用的核心器件是SG3525A，以下分別簡述其基本性能和工作過程。SG3525A基本性能

SG3525A PWM型開關電源集成控制器包括開關穩壓所需的全部控制電路，設有欠壓鎖定電路和緩啟動電路可提供精密度為5V±1%的基準電壓。其開關頻率高達200KHz以上，適合于驅動N溝道MOS功率管。本課題使用SG3525A產生50Hz的準正弦方波，為逆變器提供輸出功率信號，去推動N溝道MOS功率管90N08，如圖1所示。逆變器工作過程

當SG3525A被加電后(12V)會輸出兩列50Hz反向的方波，其幅度為9V。這兩路方波分別進入G1、G2、G3、G4所示的四條支路(圖1)，經各電路分別調整后輸出，輸出脈沖序列如圖2(B)所示。最終調制合成為A、B兩端輸出的交流方波。其波形見圖2(A)。該50Hz的序列方波由A、B兩端進入電力變壓器DT。通過變壓器升壓后由逆變器電源輸出220V、50Hz交流方波。根據市場的不同需求生產出200W、600W、800W各個系列的逆變電源。

問題的出現與解決

逆變器在額定負載條件下能夠長期運行，但是當進行負載切換時或者當外電路有嚴重擾動時，偶爾會發生大功率管MOSFET90N08燒毀的現象。現以800W逆變器進行剖析。

緩啟動：如圖3(A)所示狀態，同時滿負載加在逆變器輸出上，然后啟動逆變器使之運行，一切正常工作。

硬啟動：如圖3(B)所示狀態，即加滿負載后再閉合開關K1強行硬啟動。這時就偶爾有大功率場效應管短路燒毀的現象發生，經分析發現當G3推動的大功率管TV3尚未完全關斷時，G4開啟了對應的大功率管TV4，如果TV3和TV4同時開通就會造成短路現象。此時就會燒毀大功率管。而當D點和C點、E點和F點進行相互交換后兩個管子開啟的時間差為100ms左右，這樣就保證了G3和G4的推動信號不會同一時刻開啟VT3、VT4，從而避免了短路現象。直到目前尚未發生因硬啟動和外電路干擾而燒毀大功率管的現象。■ 參考文獻 王劍英，常敏慧編著.新型開關電源技術.北京： 電子工業出版社.2001.7 2 張占松，蔡宣三編著.開關電源的原理與設計.北京：電子工業出版社.2000.3

第五篇：基于SG3525設計單相正弦波SPWM逆變電源

摘 要

本論文所需單相正弦波SPWM逆變電源的設計采用了運算放大器、二極管、功率場效應管、電容和電阻等器件來組成電路。

逆變電源是一種采用電力電子技術進行電能變換的裝置，它從交流或直流輸入獲得穩壓恒頻的交流輸出。通過對電路的分析，參數的確定選擇出一種最適合的方案。輸出頻率由電壓控制，波形幅值由電阻確定。

本論文以SG3525驅動芯片為核心，完成了單相正弦波SPWM逆變電源的參數設計，并利用所得結果，完成了實際電路的連接，通過調試與分析，驗證了設計的正確性。

關鍵詞: SPWM,SG3525 I II

Title: Design of Sine Wave Inverter Power Supply By SG3525 Applicant: Cao Lei Speciality: Electrical Engineering And Automation

ABSTRACT

Design of sine wave inverter power supply by SG3525 was designed using operational amplifier,diodes,transistors,zener diodes,the capacitor and resistor voltage devices such as to constitute circuit.Inverter power supply is one kind of power electronics process transformation of electrical energy device.It alternating voltage or volts d.c input to acquire voltage stabilization constant amplitude the alternating voltage output.Get through the circuit analytical.To ensure the parameter to chose one kind of best fit program.The output frequence is confirmed by voltage and resistance ect.The thesis use SG3525 as a core to achieve design of sine wave inverter power supply.Take the advantage of the result to achieve circuit ligature.Get through the debug to check the validity.KEY WORDS： SPWM，SG3525 III

IV

目 錄

1緒論..............................................................1 1.1逆變電源的發展背景............................................1 1.2逆變電源的研究現狀............................................1 1.3 設計的主要工作和難點..........................................3 1.3.1 設計的主要工作............................................3 1.3.2 論文的主要難點............................................5 2 SPWM逆變電源原理與應用...........................................7 2.1 SPWM控制原理................................................7 2.2 SPWM控制的發展前景..........................................8 2.3本章小結......................................................8 3 硬件電路的設計....................................................9

3.1SG3525介紹..................................................9 3.2 文氏電橋振蕩電路...........................................11 3.3移位電路分析................................................13 3.4 逆變電路的工作原理分析.....................................13 3.5 本章小結...................................................14 4 系統的檢測與分析.................................................15 4.1正弦發生器部分的調試........................................15 4.2逆變部分及整體運行結果......................................16 5結論與展望.......................................................19 致謝...............................................................21 參考文獻...........................................................23

I

II

1緒論

1.1逆變電源的發展背景

逆變電源是一種采用電力電子技術進行電能變幻的裝置，它從交流或直流輸入獲得穩壓恒頻的交流輸出。逆變電源技術是一門綜合性的專業技術，它橫跨電力、電子、微處理器及自動控制等多學科領域，是目前電力電子產業和科研的熱點之一。逆變電源廣泛應用于航空、航海、、電力、鐵路交通、郵電通信等諸多領域。

逆變電源的發展是和電力電子器件的發展聯系在一起的，器件的發展帶動著逆變電源的發展。逆變電源出現于電力電子技術飛速發展的20世界60年代，到目前為止，它經歷了三個發展階段。

第一代逆變電源是采用晶閘管（SCR）作為逆變器的開關器件稱為可控硅逆變電源。可控硅逆變電源的出現雖然可以取代旋轉型變流機組，但由于SCR是一種沒有自關斷能力的器件，因此必須增加換流電路來強迫關斷SCR，但換流電路復雜。噪聲大、體積大、效率低等原因卻限制了逆變電源的進一步發展。

第二代逆變電源是采用自關斷器件作為逆變器的開關器件。自20世紀70年代后期，各種自關斷器件想運而生，它們包括可關斷晶閘管（GTO）、電力晶閘管（GTR）、功率場效應管（MOSFET）、絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）等。自關斷器件在逆變器中的應用大大提高了逆變電源的性能

第三代逆變電源實時反饋控制技術，使逆變電源性能得到提高。實時反饋控制技術是針對第二代逆變電源非線性負載適應性不強及動態特性不好的的缺點提出來的，它是最近十年發展起來的的新型電源控制技術，目前仍在不斷完善和發展之中，實時反饋控制技術的采用使逆變電源的性能有了質的飛躍。

1.2逆變電源的研究現狀

最初的逆變電源采用晶閘管（SCR）作為逆變器的開關器件，稱為可控制逆變電源。由于SCR是一種有關斷能力的器件，因此必須通過增加換流電路來強迫關斷SCR，SCR的換流電路限制的逆變電源的進一步發展。隨著半導體技術和交流技術的發展，有關斷能力的電力電子器件脫穎而出，相繼出現了電力晶體管（GTR）、可關斷晶閘管（GTO）、功率場效應晶體管（MOSFET）、絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）等等，可關斷器件在逆變器中的應用大大提高了逆變電源的性能，由于可關斷器件的使用，使得開關頻率得以提高，從而逆變橋輸出電壓中次諧波的頻率比較高，使輸出濾波器的尺寸得以減小，而且非線性負載的適應性得以提高。最初，對于采用全控型器件的逆變電源在控制上普遍采用帶輸出電壓有效值或平均值反饋的PWM控制技術，其輸出電壓的穩定是通過輸出電壓的有效值或平均值反饋控制的方法實現的。采用輸出電壓有效值或平均值反饋控制的方法是有 結構簡單、容易實現的優點，但存在以下缺點：(1)對線性負載的適應性不強

(2)死區時間存在將使PWM波中含有不易濾掉的低次諧波，使輸出電壓出 現 波形畸變

(3)動態性能不好，負載突變時輸出電壓調整時間長

為了克服單一電壓有效值或平均值反饋控制方法的不足，實現反饋控制技術得以應用，它是10年來發展起來的新型電源控制技術，目前仍在不斷的完善和發展之中，實時反饋控制技術的采用使逆變電源的性能有了質的飛躍，實時反饋控制技術多種多樣，主要有以下幾種： 1.諧波控制原理

當逆變電源的負載為整流負載時，由于負載電流中含有大量諧波，諧波電流 在逆變電源內阻上壓的降致使逆變電源輸出電壓波形畸變,諧波補償控制可以較好的解決這一問題，尤其是在逆變橋輸出PWM波中加入特定諧波，可抵消負載電流中的諧波對輸出電壓波形的影響，減小輸出電壓的波形是畸變，而且這種方法只能由數字信號處理器來實現。

2.無差拍控制

1959年，Kalman首次提出了狀態變量的無差拍控制理論。1985年，GokhalePESC年會上提出將無差拍控制應用于逆變控制，逆變器的無差拍控制才引起了廣泛的重視無差拍控制是一種基于微機實現的控制原理，這種控制方法根據逆變電源系統的狀態方程和輸出反饋信號來推算下一個采樣周期的開關時間，使輸出電壓在每個采樣點上與給定信號相等，無差拍控制的缺點是算法比較復雜，實現起來不太容易，它對系統模型的準確性要求比較高。對負載大小的變化及負載性質變化比較敏感，當負載大小變化及負載性質變化時不是獲得理想的正弦波輸出。3.重復控制

為了消除非線性負載對逆變器輸出的影響，在UPS逆變器控制中導入重復控制技術。重復控制是一種基于內模原理的控制方法，它將一個基波周期的的偏差存儲起來，用于下一個基波周期的控制，經過幾個周期基波周期的重復可達到很高的控制頻度。在這種控制方法中，加到控制對象的輸入信號除偏差信號外，還疊加了一個過去的控制偏差，這個過去的控制偏差實際上是一個基波周期忠的控制偏差，把上一個基波周期的偏差反映到現在，和現在的偏差一起加到控制對象進行控制，這種控制方式偏差好像在被重復使用，所以稱為重復控制。它的突出特點是穩定性好、控制能力強但動態響應速度慢，因此，重復控制一般都不單獨用于逆變器的控制，而是與其他控制方式結合共同實現整個系統性能。4.單一的電壓瞬時值反饋控制

這種控制方式的基本思想是把輸出電壓的瞬時反饋與給定正弦波進行比較，2

用瞬時偏差作為控制量，對逆變橋輸出PWM波進行動態調節，和傳統PWM控制方法相比，該方法能對PWM波進行動態調整，故系統快速性、抗擾性、對非線性負載的適應性、輸出電壓的波形品質等都比傳統PWM控制方法有所提高。這種方法的缺點就是穩定性不好，特別是空載時。5.帶電流內環的電壓瞬時值反饋控制

帶電流內環的電壓瞬時值反饋控制方法是在單一的電壓瞬時值反饋控制方法的基礎上發展起來的在這種方法中，不但引入輸出電壓的瞬時值反饋，還引入濾波電容電流的瞬時值反饋，電壓環是外環，內流環具有將濾波電容電流或濾波電感電流改造為可控的電流源的作用，這一，控制輸入和輸出電壓之間就形成了具有單極點的傳遞函數，因而系統的穩定性大大提高，克服了單一電壓瞬時值反饋控制系統空載容易震蕩的缺點。由于穩定性的提高使得電壓調節器增益可以取比較大的值，所以突加負載或突卸負載時輸出電壓的動態性能大大提高，抗擾性能大大提高，對非線性負載的適應能力也大大提高。

1.3 設計的主要工作和難點

1.3.1 設計的主要工作

本課題的研究設計，把它分成4個階段來進行完成：思路分析、體系結構設計、硬件連接、系統調試。

首先設計正弦波信號發生器，正弦波信號發生器由文氏電橋振蕩電路和移位電路兩個部分組成如圖1-1所示

-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏電橋振蕩電路移位電路 圖1-1 正弦波信號發生器

如圖所示把正弦波信號發生器產生的50HZ的正弦波送入SG3525芯片的9號管腳與SG3525芯片的5號管腳的鋸齒波進行比較，從而獲得SPWM信號，改變正弦波幅值，即改變M，就可以改變輸出電壓幅值，正常M≤1。

再次設計SPWM驅動電路如圖1-2所示，由正弦波發生器產生一50Hz、幅度可變的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5腳（鋸齒波）比較后，輸出經調制（調制頻率約為10kHz）的SPWM波形，經過到相器反相后，得到兩路互為反相的PWM驅動信號，分別驅動功率場效應管VT1、VT2，使VT1、VT2交替導通，從而在高頻變壓器的副邊得到一SPWM波形，經過LC濾波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通過電位器RP進行改變。

u0Y 軸O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦電壓ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效電壓Y 軸O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 軸ωt圖1-2 SPWM逆變電路

1.3.2 論文的主要難點

我在做設計時候遇到難題是由于選擇正弦波振蕩電路的電阻參數錯誤和SPWM逆變電路調節RP在SG3525的9號管腳和SG3525芯片的5號管腳得不到相應的信號輸出。最后在指導老師的幫助下經過更換電阻參數和負載R5從而得到應該得到的輸出。

SPWM逆變電源原理與應用 SPWM逆變電源原理與應用

2.1 SPWM控制原理

逆變電路理想的輸出電壓是圖2-1（a）正弦波u0=Uo1sinωt。而電壓型逆變電路的輸出電壓是方波，如果將一個正弦波半波電壓分成N等分，并把正弦曲線每一等分所包圍的面積都用一個與其面積相等的等副矩形脈沖來代替，且矩形脈沖的中點與相應正弦等分的中重合，得到如圖2-1（b）所示的脈沖列這就是PWM波形。正弦波的另外一個半波可以用相同的方法來等效。可以看出，該PWM波形的脈沖寬度按正弦規律變化，稱為SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）波形。

u0Y 軸O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦電壓ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效電壓Y 軸O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 軸ωt

圖2-1 SPWM電壓等效正弦電壓

根據采樣控制理論，沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。脈沖頻率越高，SPWM波形越接近正弦波。逆變器的輸出電壓為SPWM波形時，其低次諧波將得到很好的抑制和消除，高次諧波又能很容易濾去，從而可獲得畸變率極低的正弦波輸出電壓。

SPWM控制方式就是對逆變電路開關器件的通、斷進行控制，使輸出端得帶一系列幅值相等而狂度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或者其他所需要的波形。

從理論上講，在SPWM控制方式中給出了正弦波頻率、幅值和半周期內的脈沖 數后，脈沖波形的寬度和間隔便可以準確計算出來，然后計算的結果控制電路忠各開關器件的通、斷，就可以得到所需要的波形，這種方法稱為計算法。計算法很繁瑣，其輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化，實際中很少應用。

在大多數情況下，人們采用正弦波與等腰三角波橡膠的辦法來確定各矩形脈沖的寬度。等腰三角波上下寬度與高度呈線性關系且左右對稱，當它與任何一個光滑曲線相交時，即得到一組等副而脈沖寬度正比于該曲線換數值的矩形脈沖，這種方法稱為調制法。希望輸出的信號為調制信號，接受調制的三角波稱為載波。當調制信號是正弦波時所得到的便是SPWM波形；當調制信號是正弦波時，等效也能得到與調制信號的SPWM 根據前面的法分析，SPWM逆變電路的優點可以對那如下：

1.以得到接近正弦波輸出電壓，滿足負載需要。

2.整流電路采用二級管整流，可獲得較高的功率因數。

3.只用一級可控的功率環節，電路結構簡單。

4.過對輸出脈沖寬度控制就可改變輸出電壓的大小，大大加快了逆變器的動態響應速。

2.2 SPWM控制的發展前景

近年來，隨著逆變電源在各行各業應用的日益廣泛，采用正弦脈寬調制(SPWM)技術控制逆變電源提高整個系統的控制效果是人們不斷探索的問題。對SPWM的控制有多種實現方法，其一是采用模擬電路、數字電路等硬件電路產生SPWM波形，該方法波形穩定準確，但電路復雜、體積龐大、不能進行自動調節；其二是借助單片機、DSP等微控制器來實現SPWM的數字控制方法，由于其內部集成了多個控制電路，如PWM電路、可編程計數器陣列(PCA)等，使得這種方法具有控制電路簡單、運行速度快、抗干擾性強等優點。

2.3本章小結

本章就實驗的SPWM控制原理利用等效波形圖進行了簡單的闡述，同時對SPWM控制的前景進行一定得介紹。

硬件電路的設計 硬件電路的設計

3.1SG3525介紹

隨著電能技術的發展，功率MOSFET在開關變換器中開始廣泛使用，為此美國硅通用半導體公司推出SG3525。SG3525是用于驅動N溝道功率MOSFET，其產品一推出就受到廣泛好評。SG3525系列PWM控制器分軍品、工業品、民品三個等級方面。下面對SG3525特點、引腳功能、電器參數、工作原理以及典型應用進行介紹。

（1）PWM控制芯片SG3525功能簡介

SG3525是電流控制性型PWM控制器，所謂電流控制型脈寬調制器是按照反饋電流表調節脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差信號放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環和電流環雙環系統。因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器。

（2）SG3525內部結構和工作特性

反相輸入同相輸入同步端同步輸出CTRT軟電端軟啟動

圖3-1 SG3525引腳圖

1234567816***09URefUCC輸出BUC接地輸出A封鎖端補償端

***15.1V基準振蕩器欠壓鎖定輸出AF/F1457x1x2x3S* / *u1RQ輸出B1285.0K105.0K圖3-2 SG3525結構方框圖

1.相輸入端(引腳1):誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增益標稱值為80dB，其大小由反饋或輸出負載而定，輸出負載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器的共模輸入電壓范圍為1.5~5.2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓器上。負反饋控制時，將電源輸出電壓分壓后與基準電壓相比較。

2.相輸入端(引腳2):此端通常接到基準電壓引腳16的分壓電阻上，取得2.5V的基準比較電壓與引腳1的取樣電壓相比較。

3.步端(引腳3):為外同步用。需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自的振蕩頻率，可以分別與它們的引腳4相副腳3相連，這時所有芯片的工作頻率以最快的芯片工作頻率同步;也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。4.步輸出端(引腳4):同步脈沖輸出。作為多個芯片同步工作時使用。5.振蕩電容端(引腳5):振蕩電容一端接至引腳5，另一端直接接至地端。6.振蕩電阻端(引腳6):振蕩電阻一端接至引腳6，另一端直接接至地端。7.放電端(引腳7):Ct的放電由5、7兩端的死區電阻決定。

8.軟起動(引腳8):比較器的反相端，即軟起動器控制端(引腳8)，引腳8可外接軟起動電容。

9.補償端(引腳9):在誤差放大器輸出端引腳9與誤差放大器反相輸入端引腳1間接電阻與電容，構成PI調節器，補償系統的幅頻、相頻響應特性。10.鎖端(引腳10):引腳10為PWM鎖存器的一個輸入端，一般在該端接入過流檢測信號。

硬件電路的設計

11.沖輸出端(引腳

11、引腳14):輸出末級采用推挽輸出電路，驅動場效應功率管時關斷速度更快。

12.地端(引腳12):該芯片上的所有電壓都是相對于引腳12而言，既是功率地也是信號地。

13.挽輸出電路電壓輸入端嶼1腳13):作為推挽輸出級的電壓源，提高輸出級輸出功率。

14.片電源端(引腳15):直流電源從引腳15引人分為兩路:一路作為內部邏輯和模擬電路的工作電壓;另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生5.1V土1的內部基準電壓。

15.準電壓端(引腳16):基準電壓端引腳16的電壓由內部控制在5.1V土1。可以分壓后作為誤差放大器的參考電壓（3)SG3525脈寬調制器的特點

1.工作電壓范圍寬:8~35V。

2.5.1V士1%微調基準電源。

3.振湯器上作頻率泡圍覓:l00~400kHz。

4.具有振蕩器外部同步功能。

5.死區時間可調。

6.內置軟起動電路。

7.具有輸入欠電壓鎖定功能。

8.具有PWM鎖存功能，禁止多脈沖。

9.逐個脈沖關斷。

10.雙路輸出(灌電流啦電流):500mA(峰值)。

3.2 文氏電橋振蕩電路

硬件電路由三部分組成如圖3-3 正弦波信號發生器SG3525逆變 圖3-3 硬件電路組成圖

正弦波發生器由兩部分組成。前半部分為RC串并聯型正弦波振蕩器，后半部分為移位電路，最終將正弦波信號加在SG3525的輸入管腳。圖3-4為設計所選正弦信號發生裝置的電路圖

-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏電橋振蕩電路移位電路 圖3-4 正弦波信號發生器

如圖3-4所示，電阻R6左邊是由Ua741和文氏電橋反饋網絡組成的正弦波震蕩電路。R4、C1與R5、C2組成文氏電橋的兩臂，由他們組成正反饋的選頻網絡；文氏電橋的另外兩臂由R1及R2、R3、RP1組成，是Ua741的負反饋網絡，它們與集成運放一起組成振蕩電路的放大環節。整個震蕩條件主要由這兩個反饋網絡的參數決定。

振蕩電路為RC串并聯的選頻網絡，其振蕩頻率可由f=1/2*pi*RC計算。為使文氏電橋振蕩電路滿足起振條件，必須要求A≥3即R1≥2R2，即是在本電路忠的R2+R3+RP2≥2R1。因此，在運放的線性區間內電路不可能滿足恒幅度平衡條件，只有當運放進入非線性區后，電路才能滿足幅度平衡條件，因而輸出電壓信號將會產生非線性失真。為了減小非線性失真，應使電路的放大倍數A盡可能接近3.但是這樣將使振蕩電路起振調錢的裕度很小，當電路工作條件稍有變化時就有可能不起振。如果放大電路的負反饋網絡采用非線性元件，它能夠在輸出信號較小時確保A足夠大使電路容易起振；并且隨著輸出信號逐漸增大A能逐漸變小，也能夠在運放進入非線性以前使電路滿足幅度平衡條件，這樣就可以獲得即穩定而又不失真的正弦波輸出信號。

本電路中加入了兩個二極管進行穩幅，它是利用二極管的非線性自動調節負反饋的強弱來維持輸出電壓的恒定。如果起振A﹥3，則振幅將逐漸增大，在振蕩過程中VD1、VD2將交替導通和截止，總有一個處于正向導通狀態的二極管與12

硬件電路的設計

電阻并聯，由于二級管正向電阻隨電壓增加而下降，因此負反饋隨振幅上升而增強，也就是說A隨振幅增大而下降，直至滿足振幅平衡條件為止，并維持一定得振幅輸出。因此調節RP1可以改變振蕩的幅值以獲得最小失真。總的來說，使用二極管做穩幅電路簡單又經濟，雖然波形失真可能較大，但適用于這種要求不高的場合。

文氏電橋正弦波振蕩電路可以很方便的改變振蕩頻率，頻率的調節范圍也很廣，目前許多的振蕩電路都采用這種形式的電路。另外，RC正弦波振蕩電路的振蕩頻率與RC的乘積成反比，如果希望加入它的振蕩頻率，勢必減小R和C的取值。然而減小R將使放大電路的負載加重，減小C也不能超過一定限度，否則振蕩頻率將受寄生電容的影響而不穩定。此外，普通集成運放的帶寬較窄，也限定了振蕩頻率的提高。因此，有集成運放組成的RC正弦波振蕩電路的振蕩頻率一般不超過1MHz,本電路輸出正弦波頻率為50Hz，在要求范圍之內，所以選取RC正弦波振蕩電路是可行的。

3.3移位電路分析

SG3525芯片振蕩產生鋸齒波，鋸齒波的頂點約為3.3V，谷點約為0.9V。正弦信號發生器產生的正弦波需與SG3525產生的鋸齒波進行比較，所以要將正弦波位移至相應位置。

圖3-4中，包括R6以內右邊的電路為位移電路，電阻R6與變阻器RP3先使前半部分輸出的正弦信號的幅值降低，調節RP3使其變化至需要的幅值范圍內然后輸出。

電阻R7、R8和變阻RP2的作用是使正弦信號位移，調節RP2使正弦波位移至電路所需位置。其后是一個帶負反饋的運算放大器電路。而且上面有個電容，表示對某頻率段有較大的負反饋作用。運算放大器同相輸入端電位為零，根據電路虛短的原理其反相輸入端的電位也為零，所以當輸入電壓小于零的時候運放才有輸出波形。

3.4 逆變電路的工作原理分析

逆變電路的主要功能是將直流電逆變成某一頻率或可變頻率的交流電供給負載。本論文所選的逆變電路如圖3-5所示，Ud=15為直流輸入電壓，當開關使VT1導通，VT2截止時，逆變器輸出電壓U0=Ud；當開關使VT2導通，VT1截止時，逆變器輸出電壓U0=-Ud。當以頻率fs交替切換VT1和VT2時，則在輸出上獲得如圖3-6所示的交變電壓波形，其周期Ts=1/fs，這樣，就將直流電壓Ud變成的交流電壓U0。U0含有各次諧波，論文是想得到正弦波電壓，則可通過LC濾波器濾波獲得。

13-15vLR2R33K正弦波信號發生器159RP3Kvt1N11N2N12133KR4vt2C882C615.6KR1102C1SG3525510111214C2R57103

圖3-5 SPWM逆變電路

UoUdOY 軸X 軸Tst-Ud

圖3-6交變電壓波形

3.5 本章小結

本章對于單相SPWM逆變電源的設計進行了介紹，技術指標和電路參數結合設計電路圖進行了詳細的解釋與計算，同時對驅動芯片SG3525做了一定的介紹，主要介紹了單相正弦波SPWM逆變電源的電路以及工作原理。

系統的檢測與分析 系統的檢測與分析

4.1正弦發生器部分的調試

測試結果如下：表4-1為文氏振蕩電路電位器RP1和輸出電壓Uo的關系。

表4-1輸出電壓和電位器RP1的關系

運行過程中振蕩產生的正弦波和位移后的正弦波如圖4—

1、4—2所示，正弦波的起振幅值為3V，起振時RP1為1.74K。最大不失真幅值為6V，RP1為5.20K。

脈寬調制SG3525的振蕩器產生的鋸齒波頂點約為3.3V，谷點約為0.9V。位移后的正弦波應調節至與其相近。最后RP3的調節值為5.28K，RP2的調節值為2.03K。RP1(K)Uo(V)1.32.741.743.093.84.375.206.03

圖4-1文氏振蕩電路波形

圖4-2移位電路波形

4.2逆變部分及整體運行結果

由波形發生器產生一50Hz、幅度可變的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5腳（鋸齒波）比較后，輸出經調制（調制頻率約為10kHz）的SPWM波形，經過到相器反相后，得到兩路互為反相的PWM驅動信號，分別驅動功率場效應管VT1、VT2，使VT1、VT2交替導通，從而在高頻變壓器的副邊得到一SPWM波形，經過LC濾波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通過電位器RP進行改變。波形如下圖4—3所示。表4—2為逆變電路中電位器RP和輸出電壓Uo的關系。

表4-2輸出電壓和電位器RP的關系

RP(K)Uo(V)

4.366.835.757.587.359.329.4810.53SG3525芯片5號管腳的鋸齒波波形如圖4—3所示

圖4-3 5號管腳鋸齒波波形

SG3525芯片13號管腳輸出的正弦波脈寬調制信號波形如圖4—4所示

系統的檢測與分析

圖4—4 脈寬調制正弦波波形

輸出的單相正弦波逆變電源信號波形如圖4—5所示

圖4-5輸出的正弦波逆變電源信號波形

工作照如圖4-6所示

圖4-6 工作照

結論與展望

5結論與展望

通過本篇論文的設計，使我們對單相正弦波SPWM逆變電源的工作原理有了比較深入的理解，掌握了利用SG3525設計單相正弦波SPWM逆變電源概念、工作波形等內部構造及其工作原理。利用SG3525設計出來的單相正弦波SPWM逆變電源具有線路簡單，調試方便，功能完備。輸出的交流電源諧波干擾小、電磁兼容性好。

本論文設計的單相正弦波SPWM逆變電源經過實驗、調試及驗證，足以證明設計的正確性和可行性。

但是由于能力有限，本論文的設計只是通過簡單的運算得出參數，進而通過電路連接和示波器顯示的波形來驗證，并沒有做出實際的東西來，而且只是設計了一種方案就進行了實驗，并沒有其他更多的設計方案和電路來進行比較，這是比較遺憾的。

致謝

致謝

本論文的研究工作是在指導老師李瑞程的悉心指導下努力完成的。在老師的關心和指導下，使我能夠從畢業設計的選題一直到論文的撰寫順利的完成整個課題的要求。在此期間，這些過程讓我培養了很好的自學能力，以及獨自處理問題的能力，讓我明白，我要積極地面對困難并且克服困難。這些不管是對我往后的生活還是工作，都將是受益匪淺。在此，致上我最崇高的敬意以及感激之情。感謝學校的培育之恩，感謝學院提供良好的實驗場所和實驗設備。學校老師的諄諄教導，學校濃厚的學習氛圍，學校同學的團結互助，幫助我順利完成學業。在此，我衷心祝愿我們城市學院能夠越辦越好。

參考文獻

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