第一篇：長虹NC-3機芯彩電開關電源工作原理分析

長虹NC-3機芯彩電開關電源工作原理分析

NC-3開關電源是一種非常優良的電源，常用在高檔的大屏幕彩電中。它采用開關管恒流源激勵，具有適應電壓范圍寬的優點。它還采用負載過流保護、過壓欠壓保護、開關管過流保護和延遲導通等多項保護措施，保證了電源的高可靠性和安全性。

NC-3開關電源也是目前各類電源中電路最復雜的一種。它由許多分立元件組成，其中有三極管22只，二極管20多只，光電耦合器2只，穩壓集成塊2只，取樣放放大器組件1只，電阻、電容器就更多了。

NC-3機芯開關電源是由日本東芝公司開發的。我國采用NC-3機芯開關電源的彩電有長虹C2919系列、C2939系列和C3418等。北京2931H型彩電也是采用NC-3開關電源。NC-3開關電源是眾多開關電源大家族中頗具有代表性的一種，有許多機型的開關電源與NC-3開關電源相似，或者是NC-3開關電源電路的簡化。例如，長虹NC-2機芯開關電源與NC-3開關電源的結構組成和工作原理基本相同，只是NC-2開關電源無開機限流電路。另外，行過流保護和高壓限制采用的是X射線保護方式，而不是采用待機控制方式。又如A6機芯開關電源是NC-3開關電源的簡化，它的開關變壓器初級側的振蕩、穩壓、過壓欠壓保護、開關管過流保護和延遲導通電路皆相同，只是元件代號不同，恒流源控制的方式略有差異。另外，A6機芯開關電源無工作/待機方式，它是采用繼電器控制來實現遙控交流關機和無信號交流關機。因此，只要掌握了NC-3開關電源電路的基本結構和各功能電路的工作原理，與此類似的開關電源就很容易掌握了。

基本電路工作原理NC-3開關電源電路可劃分為五個功能區：1區為振蕩穩壓電路；2區為工作/待機控制電路；3區為恒流源激勵電路；4區為行振蕩控制電路；5區為負載過流保護電路。

需要說明的是，為了使電路圖清晰而又一目了然，繪制時不求電路的完整性，只畫出三極管、光電耦合器、穩壓取樣組件以及與陳述工作原理有關的二極管、電阻、電容等關鍵性元件，而把與陳述工作原理無關的電阻、電容、二極管等非關鍵性元件省去不畫，甚至有的三極管的極外連接線路也省略。此外，開關變壓器次級回路的整流濾波及穩壓等大家熟悉的電路也省略不畫。

1.開關電源振蕩基本條件

橋式整流輸出的＋300V通過開關變壓器T803繞組6-1加到開關管VQ83的集電極。R828為振蕩啟動電阻，它在開機時為開關管VQ83提供基極電流，使VQ83導通。T803繞組9-7為振蕩反饋繞組，為開關管VQ83振蕩提供所需要的正反饋電壓或負反饋電壓，使VQ83能迅速飽和導通或截止。C820是振蕩時的充放電電容器。

2.正常工作狀態

正常工作狀態包括電源的自激振蕩、穩壓控制和開關管恒流激勵。機器正常工作時，CPU(DQA1)腳輸出0V低電平，經插接件XPA7A(131)端加至VQ836基極，使VQ836飽和導通，繼而使VQ831和VQ842導通，VQ841截止，VQ828隨之截

止，對NQ826不產生影響，即待機控制電路不影響常規穩壓電路，開關電源工作在正常穩壓工作狀態。此外，開關變壓器T803次級分別輸出115V、24.5V、18V、16V、10V等各路電壓，相應電路開始工作。

VQ836導通時，使VQ834導通，VQ871截止，VQ870飽和導通，發射極輸出10VH·VCC電壓，行掃描系統正常工作。

穩壓過程如下：當變壓器輸出的電壓由115V升高時，使誤差取樣放大器VQ87①端(即內部三極管基極上偏置電阻)電壓升高，②端(內部三極管集電極)電壓下降，NQ826導通程度增加，VQ824、VQ822導通程度增加，VQ822對VQ83基極的分流作用增加，VQ83提前截止，導通的脈沖寬度變窄，使輸出電壓下降，從而維持115V基本不變。輸出電壓由115V下降時的穩壓過程與之相反，不再贅述。

為了適應～220V大范圍的變化，提高輸出電壓的穩定性，開關管VQ83采用恒流源激勵。圖1中3區的NQ829、VQ839和VQ840組成恒流激勵控制電路。在待機狀態時，這三只管子均處于導通狀態，C821上的電壓被短路，恒流源停止工作。在正常工作時，由于VQ836飽和導通，VQ834也飽和導通，使其集電極變為低電平，所以NQ829、VQ839、VQ840均處于截止狀態，對恒流激勵無影響。恒流源的工作原理是：在開關管截止期間，T803繞組8正7負的脈沖電壓通過VD820向C821充電至6V。VQ83導通時，T803上的脈沖電壓為7正8負，VD820截止，T8039正8負的脈沖電壓給VQ820基極加上正脈沖偏壓使其導通。C821上的電壓通過R822和VQ820向VQ83基極注入不受交流電壓影響的恒定直流，以實現超寬電源(交流90～270V)供電。

3.待機狀態

接通電源，開關電源便進入待機狀態。另外，CPU(DQA1)接收遙控器待機指令后，開關電源由正常工作狀態進入待機狀態。待機狀態時，開關電源工作于低頻間歇振蕩，各路輸出電壓均降低一半左右，此時穩壓取樣組件VQ87截止而參與工作。同時恒流源斷開，行掃描系統也停止工作。

待機時，CPU(DQA1)腳輸出5V高電平，經插接件加至VQ836基極，使VQ836截止，VQ836集電極無5V輸出，導致VQ831截止。VQ831截止后，VQ842的基極電位將隨著開關電源的＋24.5V電壓的變化而變化。VQ841、VQ842構成差動放大器，VQ841基極加有固定偏壓(由穩壓＋5V分壓得到)，所以，VQ841、VQ842就隨著開關電源輸出電壓的升降而輪流導通。當24.5V輸出電壓上升時，VQ842基極電位上升，當VQ842基極電位高于VQ841基極電位時，VQ842截止，VQ841導通，VQ828、NQ826、VQ824、VQ822相繼導通，VQ83因其基極電流被旁路而截止，振蕩電路停止振蕩。停振后24.5V輸出電壓下降，當VQ842基極電位下降到低于VQ841的基極電位時，VQ842導通、VQ841截止，VQ828、NQ826、VQ824、VQ822相繼截止，VQ83導通，開關電源重新自激振蕩。上述過程周而復始，便產生低頻間歇振蕩。待機狀態＋24.5V輸出降為＋10V，經NQ85(圖中未畫)穩壓器穩壓，從其④端輸出＋5V電壓，為CPU提供＋5V工作電源，維持微處理器正常工作。同時也為VQ841、VQ842組成的差動放大器提供待機狀態時所必需的＋

5V電壓，保證VQ841加有固定偏壓。

待機狀態時，VQ834截止，集電極輸出高電平，NQ829導通，VQ839、VQ840相繼導通，C821上的電壓(即恒流源工作電源)被短路，恒流激勵電路失去供電而停止工作，不能向開關管VQ83基極注入恒定的基流，保證電源工作在輕負荷狀態。

待機狀態時，CPU(DQA1)腳輸出高電壓，VQ836和VQ834相繼截止，VQ871導通，VQ870截止，其射極不能輸出電壓，行振蕩電路失去供電而停振，行掃描系統停止工作。

保護電路工作原理

1.開關管延遲導通控制原理開關管截止時，開關變壓器繞組6-1與并聯的電容會構成諧振電路產生脈沖高電壓，若VQ83在此時導通極易損壞，故該機設有圖2所示的由T803繞組8-

7、VD834、C834、VQ821組成的延遲電路，使高壓脈沖過后VQ83再導通。其延遲導通原理為：在VQ83截止期間，T803繞組8-7上的脈沖電壓經VD834對C834充電，并經VQ821的發射結放電使其導通，因此時VQ83基極電流被旁路而不能導通。隨著C834放電電流減小使VQ821截止時，高壓脈沖已經過去，這時VQ83導通，保護VQ83不致損壞。

2.過壓保護原理

當輸入電源交流電壓過高或開關電源穩壓系統失靈時，開關電源輸出電壓升高，T803繞組8-7上的脈沖電壓升高，經VD820對C821的充電電壓也升高；當C821上的電壓超過9V時(正常時為6V)，穩壓管VD821擊穿使VQ821正偏，VQ821通過VQ820導通，使VQ83基流被旁路而截止，開關電源停止工作。由上述可知T803繞組8-7上的脈沖電壓經VD820對C821所充電壓(6V)，不僅是恒流源VQ820的工作電源，同時又是過壓保護管VQ821的工作電源；VQ821既是開關管延遲導通控制管，又是過壓保護控制管。

3.欠壓保護原理

當交流輸入電壓低于90V時，經橋整流的＋300V電壓低于下限值，經R868和R869分壓加到VQ832基極的電壓相應降低，引起VQ832導通，進而引起VQ824、VQ822相繼導通，使VQ83截止，達到保護目的。

4.開關管過流保護原理

當某種原因使流過開關管VQ83的電流過大時，其發射極電阻(R838//R839)上的壓降將增加，經R832、R835分壓后加到VQ825基極的正偏壓增加，VQ825導通，從而使VQ822因基極電流增加而飽和導通，VQ83因無基極電流而載止，達到保護目的。

5.開機限流原理

由于C809容量較大(560μF)，在開機瞬間有很大的沖擊電流會熔斷保險絲F801，故在整流電路中串入電阻R882和熱敏電阻R781進行限流。剛開機時，C809上的電壓尚未建立，繼電器KSR82不工作，常開觸點是斷開著的，大電流

流過時R871電阻迅速增加，限制了開機瞬間的沖擊電流。當電源工作穩定后，C826兩端電壓使VD837擊穿，進而使VQ837導通，集電極電流流過KSR82的線包而使KSR82動作，觸點閉合，限流電阻被短路，電路進入正常工作。

6.負載過流保護原理

負載過流保護包括行掃描過流保護、場掃描過流保護和高壓限制(顯像管束流限制)等。第5區。NC-3開關電源的負載過流保護是通過可控硅控制工作/待機控制電路使電源進入待機狀態來實現的。當115V負載電流(即行掃描電流)正常時，R470兩端壓降較小，VQ470截止，對115V供電無影響。當行掃描輸出電路過流時，在取樣電阻R470上的壓降較大，使VQ470導通，VD475擊穿，觸發VD471可控硅導通，從而導致VQ838導通，VQ836截止，于是開關電源處于待機狀態，達到保護電源和行負載電路的目的。

當場掃描輸出電路有故障使＋27V電源的負載電流過大時，R364上的壓降增大，正常工作時截止的VQ360此時導通，VD361擊穿，VD471被觸發導通，導致VQ838導通，VQ836截止，使開關電源處于待機狀態。

高壓限制電路取樣于行輸出變壓器T461次級繞組7-4上的脈沖電壓經整流濾波產生的16V電壓。當16V電壓超過一定限度時，VD474擊穿，VD471被觸發導通，導致VQ838導通，VQ836截止，開關電源處于待機狀態。

第二篇：長虹數字高清系列彩電開關電源原理與維修

長虹數字高清(CHD)系列彩電開關電源原理與維修

長虹數字高清（CHD）系列彩電開關電源原理與維修

長虹數字高清（CHD）系列大屏幕彩電(如CHD2992、CHD2983等)開關電源采用三肯公司推出的STR-F6656厚膜集成電路作為核心器件。該厚膜集成電路具有輸出功率大、外圍電路簡單、保護電路完善、便于維修等諸多優點，與該厚膜塊引腳功能完全相同但輸出功率有所差別的STR-F系列其它厚膜塊還有：STR-F6454、STR-F6658、STR-F6626等。

STR-F6656厚膜塊內含大功率場效應（MOS）管、獨立的振蕩電路，及其相應的控制、保護電路,整機開關電源實際電路圖如①所示..圖①

開關電源原理分析

1．進線抗干擾、自動消磁電路

220V交流市電經插麻XP800輸入機內，經電源開關S801通/斷控制，再經保險管F801送入由T803B、R801、CZ802組成的第一道抗干擾電路，其中T803B是一個結構完全對稱的互感濾波器，第一道抗干擾電路主要是為了防止市電網中的高頻干擾信號竄入機內開關電源。

經第一道抗干擾電路后的220V交流市電分兩路，一路送入自動消磁電路，另一路送入由C802、C803A、C804A、T803A組成的第二道抗干擾電路。自動消磁電路由R808與裝配在CRT上的消磁線圈組成，在開機瞬間，由于R808阻值由小增大，使流過消磁線圈內的電流由小變大，此時將在消磁線圈內周圍產生出一交變磁場，從而消除CRT陰罩板上的雜散磁場，以完成自動消磁動作。第二道抗干擾電路的主要作用是防止機內的高頻信號竄入市電網，從而造成污染市電網的現象。

2．整流濾波電路

經第二道抗干擾電路的220V交流市電，進入由VD801~VD804組成的橋式整流電路，該電路將220V交流電變成210V左右的直流電壓，再經VD806、T804、VD805加到開關變壓器T862（2）腳，由T862（1）腳外接電容C810濾波，得到約308V左右的脈動直流電壓，該電壓經開關T862（1）（4）繞組加到厚膜塊NQ821（3）腳內部大功率MOS開關管的漏（D）極。

電路中與VD801~VD804并聯的C805~C808為浪涌吸收電容，其目的是保護VD801~VD804不被流涌電流所擊穿，VD806、T804、VD805串聯在整流電路與波波電容C810之間，可以進一步限制浪涌電流，同時，由于T804次級直接被短接，使得流過T804初級的殘余高頻脈沖被進一步消除，所以，只允許直流電壓通過其初級，這樣可以進一步提高開關電源的工作效率。

3．開關電源的啟動

300V左右的直流電壓經開關變壓器T862①～④繞組后加到厚膜塊內部大功率開關管的漏（D）極，另外，市電經R815降壓，VD801半波整流，加到ＮQ821（4）腳,同時向C823充電，當C823上充得的電壓≥13.5V時，NQ821內部振蕩電路開始工作，該電路輸出一開關脈沖加到NQ821內開關管Ｇ極，NQ821內開關管開始導通，電源被啟動，即NQ821內部電路的啟動快慢由電阻R815的阻值和C823的容量決定。

說明:在電源的啟動過程中，許多人往往認為電源啟動時，送入NQ821（4）腳的電壓是一交流電壓，因為啟動電阻R815的一端與市電相接，其實這種認為是完全錯誤的。實際上這是一種較典型的半波整流電路，它巧妙地利用了四只整流二極管的一只二極管VD801，其示意圖如圖2

當市電220V某時刻為上負下正時，該電壓經R815加到NQ821（4）腳，再經NQ821（5）腳后加到VD801正極，VD801導通，最終回到電源的負端，反之，則VD801截止。所以，該啟動電路實際上只用了市電的一個半周，是一個典型的半波整流電路。

4.電源的二次供電

由于本開關電源為它激式開關電源，在電源被啟動后，啟動電路為其提供的電壓及電流不足以維持厚膜塊NQ821繼續工作。所以，電路中設計有為NQ821內振蕩電路提供持續電壓的電路，我們特將該電路稱為二次供電電路，該電路的電壓一般取自開關變壓的互感繞組。這是它激式開關電源的一大特點。

當電源啟動后，在T862⑥～⑦繞組將產生一互感電壓，該電壓經限流電阻R817后，再經VD828整流，C825濾波，得到42V左右的直流電壓，該電壓經以VQ821、VD827等元件組成的電子穩壓系統穩壓，得到穩定的18V電壓加到NQ821（4）腳，向NQ821提供持續的工作電壓，此時，啟動電阻R815不再為NQ821提供電壓。

電源的穩壓過程

穩壓控制環路主要由NQ833、NQ838、NQ821（1）腳內部等電路構成。誤差取樣及比較電路由R852、VQ851、R834、NQ833（SE140N）擔任。脈寬調制由NQ838及NQ821（1）腳內部電路構成。

NQ833（1）腳經電阻R834、VQ851 E C極與 B 148V相接，為誤差電壓輸入端，（2）腳經電阻R831與光耦器NQ838（2）腳相接，為誤差電壓輸出端。當機器工作在TV、SVHS及AV狀態時，主板上IPQ板1080I端輸出2.8V高電平，該高電平經XS853送到VQ850 b極，VQ850飽和，VQ851 b極電壓降低也隨之處于飽和狀態，此時R852兩端被VQ851 e c極短接，開關電源 B電壓端輸出為148V。

當某種原因使 B 148V升高時：

B148V↑→Ｕ NQ833(1)↑→Ｕ NQ833(2)↓→Ｕ NQ838(2)↓→NQ838內光電二極管發光強度↑→NQ838內光敏三極管導通程度↑→U NQ821(1)↑→NQ821內開關管導通時間↓→ B 148V↓

若 B 148V由于某種原因而下降時，其穩壓過程則與上述過程相反。

延遲導通電路

NQ821內部開關管截止期間，NQ821（3）腳外接電容C825與開關變壓器初級①～④繞組將發生

諧振，并且在Ｃ825上將產生諧振電壓。如果設法使C825兩端諧振電壓最低時，開關管下一次導通才開始，則可使開關管的導通損耗減到最小。

如圖1，圖中VD824、VD826、R818、C824、VD825A組成延遲導通電路，在開關管截止期間C825與T862①～④繞組產生的諧振電壓由于互感作用，在⑥～⑦繞組上將產生一感應電壓，該電壓經VD824整流后，反向擊穿VD826，經R818對C824充電，同時經VD825A加到NQ821（1）腳，使NQ821`內部開關管繼續截止一段時間，當C824上充得的電壓經過R821A、R822以及NQ821（1）腳內部電路放電一段時間后，待NQ821（1）腳電壓下降到門限電壓0.73V以下時，NQ821內部開關管才開始導通，此時，C825上諧振電壓最低，開關管的導通損耗降到了最低限度。

所以，C824的容量大小決定了其充放電時間的長短，適當選擇C824的容量，剛好使C825兩端的諧振電壓最低時，NQ821內開關管才開始導通，便實現了延遲導通的目的。

保護電路

本機開關電源具有過流保護、過壓保護、過熱保護功能。

過流保護電路由NQ821（2）腳外接R822、R821A組成。當某種原因使電源出現過流時，NQ821內開

關管漏（D）極電流顯著增大，R822上壓降迅速增大，該電壓經R821A反饋到NQ821（1）腳，使（1）腳電壓迅速上升，N801內開關管導通時間迅速縮短，限制了開關管漏極電流，達到了過流保護的目的。

過壓保護電路由NQ821（4）腳內部相關電路及外部VD829組成，NQ821（4）腳既是供電端又是一過壓檢測端，VD829為過壓保護二極管，當某種原因使開關電源各次級輸出電壓異常升高時，開關變壓器T862（7）腳輸出的感應電壓也將升高，經VD828整流、C825濾波得到的近42V電壓也將隨之升高，該升高的電壓反向擊穿VD829并加到NQ821（4）腳，當該腳電壓上升到22.5V以上，其內部過壓保護電路啟動，截斷送入開關管G極的開關脈沖，電源停振。

過熱保護功能完全由NQ821內部電路完成，當NQ821中的銅基板溫度上升至140℃以上時，其內部過熱保護電路啟動，截斷送入開關管G極的開關脈沖，電源停止工作。

待機控制電路

待機控制電路由VQ832、VQ833、VQ822、VD836等元件構成。該電路經R832接于光藕器NQ838（2）

腳，待機時，開關電源輸出電壓的高低主要取決于VD836的穩壓值（本機VD836選用6.8V穩壓管）。

機器正常工作時，從主板上IPQ板POWER端送來低電平4.2V，VQ832、VQ833同時飽和，VQ822因無基極偏置電壓而截止，VD836相應截止，此時，整個待機控制電路均不工作。

當機器接收到待機指令時，從主板上IPQ板送來高電平5.0V，此時，VQ832、VQ833截止，VQ822基極因出現高電平0.7V而飽和。VD836正端接地而被反向擊穿，NQ838（2）腳電壓下降近一半，NQ838內光敏三極管導通程度增加，NQ821（1）腳電流迅速上升，NQ821內開關管提前截止，導通時間迅速縮短，次級各繞組電壓均下降約一半，其中 B 148V電壓下降至75V左右。

機頂盒電源提升控制

當機器接收機頂盒（HDTV）輸出的60Hz數字高清信號時，需對開關電源 B電壓端輸出的電壓進

行提升，以適應60Hz HDTV信號的接收，該提升工作由電路中VQ850、VQ851完成。

當機器識別到目前接收的是60Hz HDTV信號時，從主板上IPQ板1080I端送出一低電平0V，該低電平令VQ850截止、VQ851 b極電壓升高并由飽和轉為截止狀態，R852被接入電路，造成輸入到三端誤差比較放大塊NQ833（1）腳的誤差取樣電壓降低，從而導致開關電源 B電壓端由148V上升至157V，達到了電源提升的目的。

電源次級各輸出電路

從T862（16）腳輸出的交流電壓經ZP831限流、VD831整流、C838濾波，得到8V直流電壓，送到主板上用于產生5V-2及5V-3電壓。

從T862（14）腳輸出的交流電壓經ZP832限流、VD832整流、C839濾波，得到25V直流電壓，送到主板上向伴音功放電路及行激勵電路提供工作電壓。從T862（11）腳輸出的交流電壓經ZP833限流、VD833整流、C836濾波得到18V直流電壓，該電壓一路經NQ831穩壓得到12V電壓，送到主板，一路向IPQ板中部電路提供工作電壓，另一路經N504穩壓得到9V電壓，向主板各放大電路提供工作電壓。

從T862（10）腳輸出的交流電壓經VD835整流、C845濾波得到148V直流電壓，除向行掃描電路提供工作電壓外，還經降壓、穩壓向高頻調諧器N501提供32V調諧電壓。

11．目前，本開關電源的改進

長虹公司前期推出的CHD系列數字高清彩電，只設計有60Hz HDTV信號接收功能，現在，為了兼容50Hz HDTV高清信號的接收，經設計更改，不僅在IPQ板上增加了HDTV 50Hz處理電路，同時還對開關電源進行了改進，其改進電路如下：

自動消磁電路的改進:

前期生產的CHD系列數字高清彩電開關電源中的自動消磁電路如圖①所示，由R808與消磁線圈

構成，機器正常工作時，消磁電阻R808一直與220V市電相接，一直處于高阻發熱狀態。目前，經設計更改，消磁電路已改為如圖③所示電路，該電路采用繼電器控制消磁電阻R808，這樣不僅可以消除消磁電阻R808的發熱功耗，以進一步降低整機功耗，還能保證機器隨時可以進行自動消磁動作，當需要進行消磁動作時，斷電后，再次接通電源即可，避免了花較長時間等待消磁電阻變冷的狀況。

如圖③所示，該電路由R842A、NQ840、VD840、C860、R843A、R844、VQ841、VD825組成。通電并二次開機時，從NQ831（2）腳輸出的12V電壓經R842A后，一路經繼電器NQ840內線圈加到VQ841 c極，另一路經C860、R843A、R844到地，給C860充電，由于C860兩端電壓不能突變，將在R843A與R844之間產生0.7V電壓，此時，VQ841飽和，繼電器NQ840線圈內有電流流過，NQ840內常開觸點吸合，接通消磁電路，完成自動消磁動作。

圖③

隨著C860的充電，VQ841 b極0.7V電壓逐漸下降，2秒后，VQ841 b極電壓從0.7V下降至0V，VQ841截止，NQ840內常開觸點再次斷開，熱敏電阻R808與220V市電之間因此被截斷，機器正常工作。

（2）50Hz HDTV電源降低控制:

為了適應50Hz HDTV信號接收功能，要求開關電源 B電壓端輸出電壓低于正常值148V，更改后的控制電路如圖④所示，電路中NQ833由SE140更換成SE125，VQ850、VQ851等元件仍為HDTV 60Hz電源提升電路，增加了VQ853、VQ852等元件組成的HDTV 50Hz電源降低控制電路。

圖④

當機器接收TV、AV、SVHS信號時，開關電源 B電壓端輸出148V電壓，此時，插座XS853中的1080I端為2.8V高電平，插座XS852中的1080（50Hz）端為低電平0V。

當機器選擇從HDTV端口輸入50Hz高清信號時，主板上IPQ板送來2.8V高電平，該高電平經插座XS852中的1080（50Hz）端加到VQ853 b極，VQ853飽和，VQ852隨之飽和，誤差電壓取樣電路中的R834被VQ852 e c極短路，送入三端比較放大塊NQ833（1）腳的誤差電壓升高，通過穩壓控制環路的控制，最終使 B電壓端由148V下降至128V。

開關電源的檢修

全無（保險管F801被燒黑）

1．測厚膜塊NQ821（STR-F6656）（3）腳對地阻值是否未對地短路，若未對地短路，則應判定故障在交流220V進線濾波及橋式整流電路或自動消磁電路，此時應重點檢查，進線濾波電路中的CZ802、C802及橋式整流電路中的二極管VD801～VD804，是否有擊穿現象，若是前期生產的CHD系列數字高清彩電，同時不要忽略對自動消磁電路中的熱敏電阻R808進行檢查。

2．若厚膜塊NQ821（3）腳已對地短路，則斷開NQ821（3）腳與外接電路，若外接電路對地仍短路，則只需查電源濾波電容C810，諧振電容C825是否擊穿短路。其中C810在實際維修中損壞率較高。

當斷開NQ821（3）腳與外接電路后，外電路正常，但（3）腳對地短路，則說明NQ821內部大功率MOS開關管已擊穿（注：有的機器當NQ821內部大功率開關管擊穿時，NQ821表面有明顯的炸裂痕跡，但有的機器NQ821則表面完好），必須換新。在更換保險管F801和厚膜塊NQ821之前必須查換C810、T862、VD821、C822等元件。

實際維修中，C810容量下降或完全失容；T830性能不良；VD821、C822擊穿短路均可能導致N801內大功率開關管損壞。

注：當發現NQ821（3）腳內部大功率開關管擊穿短路或NQ821表面已炸裂時，除了F801、NQ821明顯損壞外，同時以下元件可能將連帶損壞：

VQ821 b c e極間擊穿；VD827擊穿；有時VD829也同時被擊穿，R822開路，檢修時請一同將其更換，否則，若只更換F801、NQ821，則開關電源仍然不會啟動，而出現聲光全無的故障。

全無，但保險管F801完好 斷開開關電源次級 B148V電壓端的負載，實際電路中可斷開電感L836，若 B 148V恢復正常，則

說明故障在其負載電路，反之，應檢查開關電源本身。在斷開電感L836的情況下其檢修步驟、方法及技巧如下：

通電測NQ821（3）腳是否有300V左右電壓，若無，則判定故障在市電交流220V輸入電路，該電路常見故障有：T803B、T803A虛焊，VD806、VD805開路。

若NQ821（3）腳300V左右電壓正常，則以NQ821（4）腳電壓為依據來判斷故障部位，故障時，該腳電壓一般有下列幾種表現：

NQ821（4）腳電壓為0V

測NQ821（4）腳對地是否短路，若未短路，則只需檢查啟動電阻R815是否開路，若（4）腳已對地明顯短路，則斷開（4）腳：

A．若測得（4）腳外接電路對地短路，則應檢查C823是否對地短路，VQ821、VD827是否同時被擊穿短路。

B．若斷開NQ821（4）腳后，測得外電路與NQ821（4）腳均對地短路，則說明NQ821及二次供電路均被擊穿，檢修時，除了更換NQ821外，二次供電電路中的VQ821、VD827、VD829必須同時更換。

NQ821（4）腳電壓在2.5V ~ 14V之間穩定不變。

同時斷開VD829正端、VQ821 e極，VD836通電測N801（4）腳電壓，此時，該腳電壓通常將有下列兩種表現：

A．NQ821（4）腳電壓仍在2.5V ~ 14V之間穩定不變

此時，應先檢查C823是否漏電；R815阻值是否變大；光耦器NQ838（3）（4）腳間是否擊穿短路，若C823、R815、NQ838均正常，則應判定NQ821損壞。

B．NQ821（4）腳電壓在11V~16V間反復跳變

此時，若 B電壓輸出端恢復至148V，同時電源發出“嘰嘰”的叫聲，則說明故障在VQ821的二次供電（即以VQ821、VD827等元件組成的電子穩壓系統）電路。

注1：這種情況必須是將 B電壓端與其負載之間XP801斷開的前提下才會出現。

注2：此時，可在通電的情況下，用測量電壓的方法逐級檢查VQ821、VD827等元件組成的電子穩壓系統，以快速找到故障元件。如：測得VQ821ｃ極電壓高于20V，而b極電壓低于18V許多，則說明R817，VD827等元件正常，立即可判定故障為VD827穩壓值下降或R819阻值增大或開路。

NQ821（4）腳電壓在11V~ 16V間反復跳變

A．NQ821（1）電壓若在3.8 ~ 5.8V之間變化,則說明過流保護電路出現故障，此時只需檢查過流檢測電阻R822阻值是否變大或開路。

B．若NQ821（1）腳電壓為0.1V左右，則說明故障在 B電壓端，此時只需檢查C835、C845、VD835是否短路即可。實際維修中，VD835擊穿短路較為常見。

電源輸出電壓低

斷開L836，若 B端電壓恢復正常，則說明故障在負載電路，在斷開負載電路的情況下：

1． 若只有 B端148V電壓低，而2． VD833、VD832、VD831負端輸出電壓正常。

此時，說明故障在 B端電壓形成電路，應查換C845、VD835、T862，實際維修中，以C845容量嚴重下降造成輸出電壓低居多。

3． 開關電源各組輸出電壓均低

這類故障說明，電源啟動電路、二次供電電路正常，故障可能由過流保護電路、穩壓控制環路、開/待機控制電路引起，其具體判斷及檢修方法如下：

短路光耦NQ838（1）（2）腳或斷開（1）（2）腳中任意一腳，瞬間通電，同時監測 B148V端電壓：

A．148V端電壓仍低，則可判定故障在R822、NQ838、NQ821等元件組成的電路。

B．若148V端電壓瞬間上升到150V以上，則說明故障在NQ833等元件組成的誤差取樣、比較電路或VQ822、VD836組成的待機控制電路。

此時，為進一步縮小故障范圍，先將光耦NQ838（1）（2）腳恢復至原狀，然后再斷開R832，再次通電測 B端電壓，若電壓恢復到正常開機值148V，則說明故障在待機控制電路，否則，應判定故障在NQ833等元件組成的電路。

四．開關電源輸出電壓高（通電瞬間，B端電壓升高達160V以上）

此類故障應首先將檢修目標鎖定在穩壓控制環路，就本機開關電源而言，應查NQ833內外部電路，NQ838、NQ821（1）腳內外部電路，其具體檢修方法如下：

1．短路NQ838（3）（4）腳，通電測 B 端電壓：

A．若輸出電壓仍高：

則應檢查，R820是否開路；NQ838（3）腳 ~ NQ821（1）腳間印制線是否斷裂。若檢查均正常，則應判定故障在NQ821。B．若輸出電壓降為0V：

則說明NQ838（3）（4）腳引腳外圍電源熱地部分電路正常，故障在NQ838（1）（2）腳外部（包括NQ838本身）電源冷地部分。

2.判斷故障在NQ838（1）（2）腳外部電源冷地部分后，將NQ838（3）（4）腳恢復原狀，再用導線將NQ838（2）腳對地接一7V穩壓二極管，通電測 B端電壓：

A．若輸出仍高：

則斷電后再通電，同時測N830（1）腳是否有近15V的電壓，若有，則立即判定故障在NQ838；若無，則應檢查VD833、L833、ZP833、C836是否開路，VD833負端是否對地短路。

B．若降為90V左右。

則可判定NQ838及其（1）腳電壓正常，故障在NQ833內外部電路，此時應檢查R834是否阻值較大或開路，若檢查R834無誤后，則可判定故障在NQ833。

五 電源帶負載能力差

此類故障一般表現為：在將機器音量加大或屏幕亮度變亮時，圖像行幅有收縮現象，此時，若用萬用表測量 B 148V端電壓，能觀察到該電壓有明顯波動現象：

在檢測時，只需按下列步驟即能排除故障：

1．測NQ821（1）腳電壓，若該腳電壓明顯低于正常值2.2V，則說明VD825A、C824、R818、VD826、VD824組成的延遲導通電路存在開路現象。

2．確認VD825A ~ VD824之間無誤后，則查過流檢測電阻R822阻值是否變大。

特別提示：該電阻阻值較小，當其變大到0.18Ω以上時，將明顯影響開關電源的帶載能力，此時，若用普通指針式萬用表測量，易忽略該電阻阻值已變大，而引起誤判，建議在檢修時使用精確度較高的數字萬用表。

當排除上述元件存在故障后，一般代換元件NQ821或T862便可排除故障。

六 待機時，B端電壓異常

本機開關電源在待機時，B端電壓下降為95V左右，當待機時 B端電壓出現異常，如待機時電壓為148V或95V~ 148V之間。其故障部分應在待機控制電路。

此時只需查R832、R833阻值是否變大或開路，VQ822是否開路,VQ833是否擊穿或軟擊穿即可。

第三篇：開關電源工作頻率的原理分析

開關電源工作頻率的原理分析

一、開關電源的原理和發展趨勢

第一節

高頻開關電源電路原理

高頻開關電源由以下幾個部分組成：

圖12-1

(一)主電路

從交流電網輸入、直流輸出的全過程，包括：

1、輸入濾波器：其作用是將電網存在的雜波過濾，同時也阻礙本機產生的雜波反饋到公共電網。

2、整流與濾波：將電網交流電源直接整流為較平滑的直流電，以供下一級變換。

3、逆變：將整流后的直流電變為高頻交流電，這是高頻開關電源的核心部分，頻率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。

4、輸出整流與濾波：根據負載需要，提供穩定可靠的直流電源。

(二)控制電路

一方面從輸出端取樣，經與設定標準進行比較，然后去控制逆變器，改變其頻率或脈寬，達到輸出穩定，另一方面，根據測試電路提供的數據，經保護電路鑒別，提供控制電路對整機進行各種保護措施。

(三)檢測電路

除了提供保護電路中正在運行中各種參數外，還提供各種顯示儀表數據。

(四)輔助電源

提供所有單一電路的不同要求電源。

第二節

開關控制穩壓原理

圖12-2 開關K以一定的時間間隔重復地接通和斷開，在開關K接通時，輸入電源E通過開關K和濾波電路提供給負載RL，在整個開關接通期間，電源E向負載提供能量；當開關K斷開時，輸入電源E便中斷了能量的提供。可見，輸入電源向負載提供能量是斷續的，為使負載能得到連續的能量提供，開關穩壓電源必須要有一套儲能裝置，在開關接通時將一部份能量儲存起來，在開關斷開時，向負載釋放。圖中，由電感L、電容C2和二極管D組成的電路，就具有這種功能。電感L用以儲存能量，在開關斷開時，儲存在電感L中的能量通過二極管D釋放給負載，使負載得到連續而穩定的能量，因二極管D使負載電流連續不斷，所以稱為續流二極管。在AB間的電壓平均值EAB可用下式表示：

EAB=TON/T*E

式中TON為開關每次接通的時間，T為開關通斷的工作周期（即開關接通時間TON和關斷時間TOFF之和）。

由式可知，改變開關接通時間和工作周期的比例，AB間電壓的平均值也隨之改變，因此，隨著負載及輸入電源電壓的變化自動調整TON和T的比例便能使輸出電壓V0維持不變。改變接通時間TON和工作周期比例亦即改變脈沖的占空比，這種方法稱為“時間比率控制”（Time Ratio Control,縮寫為TRC）。

按TRC控制原理，有三種方式：

(一)、脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation,縮寫為PWM）

開關周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。

(二)、脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）

導通脈沖寬度恒定，通過改變開關工作頻率來改變占空比的方式。

(三)混合調制

導通脈沖寬度和開關工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。

第三節開關電源的發展和趨勢

1955年美國羅耶（GH.Roger）發明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen）發明了自激式推挽雙變壓器，１９６４年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了１９６９年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了２５千赫的開關電源。

目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的１００kHz、用ＭＯＳ－ＦＥＴ制成的５００kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發生。這種開關方式稱為諧振式開關。目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數兆Hz的變換器的實用化研究。

二、開關電源與電流檢測電路

1、功率開關電路的電路拓撲分為電流模式控制和電壓模式控制。電流模式控制具有動態反應快、補償電路簡化、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優點，因而取得越來越廣泛的應用。而在電流模式的控制電路中，需要準確、高效地測量電流值，故電流檢測電路的實現就成為一個重要的問題。

本節介紹了電流檢測電路的實現方法，并探討在電流檢測中常遇見的電流互感器飽和、副邊電流下垂的問題，最后用實驗結果分析了升壓電路中電流檢測方法。

2、電流檢測電路的實現

在電流環的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電阻小損耗也小。

電流檢測電路的實現方法主要有兩類：電阻檢測（resistivesensing）和電流互感器（currentsensetransformer）檢測。

電阻檢測有兩種，如圖12-

3、圖12-4所示。

圖12-3

圖12-4

當使用圖1直接檢測開關管的電流時還必須在檢測電阻RS旁并聯一個小RC濾波電路，如圖12-5所示。因為當開關管斷開時集電極電容放電，在電流檢測電阻上產生瞬態電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯。

但是在實際電路設計時，特別在設計大功率、大電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因為檢測電阻損耗大，達數瓦，甚至十幾瓦；而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐那么小的電阻。

實際上在大功率電路中實用的是電流互感器檢測，如圖4所示。電流互感器檢測在保持良好波形的同時還具有較寬的帶寬，電流互感器還提供了電氣隔離，并且檢測電流小損耗也小，檢測電阻可選用稍大的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個瞬態電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測電阻上進行測量，但同時也要求電流脈沖每次過零時磁芯能正常復位，尤其在平均電流模式控制中，電流互感器檢測更加適用，因為平均電流模式控制中被檢測的脈沖電流在每個開關周期中都回零。

圖12-5

為了使電流互感器完全地磁復位，就需要給磁芯提供大小相等方向相反的伏秒積。在多數控制電路拓撲中，電流過零時占空比接近100％，所以電流過零時磁復位時間在開關周期中只占很小的比例。要在很短的時間內復位磁芯，常需在電流互感器上加一個很大的反向偏壓，所以在設計電流互感器電路時應使用高耐壓的二極管耦合在電流互感器副邊和檢測電阻之間。

3、防止電流檢測電路飽和的方法

如果電流互感器的磁芯不能復位，將導致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個很嚴重的問題，首先是不能正確測量電流值，從而不能進行有效的電流控制；其次使電流誤差放大器總是“認為”電流值小于設定值，這將使電流誤差放大器過補償，導致電流波形失真。

電流互感器檢測最適合應用在對稱的電路，如推挽電路、全橋電路中。對于單端電路，特別是升壓電路，會產生一些我們必須關注的問題。對于升壓電路，電感電流就是輸入電流，那么在電流連續工作方式時，不管充電還是放電，電感電流總是大于零，即在直流值上疊加一個充放電的波形。因此電流互感器不能用于直接測量升壓電路的輸入電流，因為電感電流不能回零而使直流值“丟失”了；并且電流互感器因不能磁復位而飽和，從而失去過流保護功能，輸出產生過壓等。在降壓電路中也存在同樣的問題，電流互感器不能用于直接測量輸出電流。

圖12-6 解決這個問題的方法是用兩個電流互感器分別測量開關電流和二極管電流，如圖12-6所示實際的電感電流是這兩個電流的合成，這樣每個電流互感器就有足夠的時間來復位了。但要注意這兩個電流互感器的匝比應一樣，以保持檢測電阻RS上的電流對稱。

功率因數校正電路一般采用升壓電路，用雙互感器檢測，但在線電流過零時，電流互感器也特別容易飽和。因為此時的占空比約為100％，從而容易造成磁芯沒有足夠的時間復位。為此可以在外電路中采取一些措施來防止電流互感器飽和。如采用電流放大器輸出箝位來限制其輸出電壓，并進一步限制占空比小于100％，電路如圖12-7所示。設定箝位電壓的過程很簡單，在剛起動時電流放大器箝位在一個相對較低的值（大約4V），系統開始工作，但過零誤差很大；一旦系統正常工作后，箝位電壓將升高，電流互感器接近飽和，箝位電壓最多升到6.5V（低電壓大負載時）并且電流的THD在可接受的范圍內（<10％），以限制最大占空比。設定的箝位電壓不能太低，否則將使電流過零畸變大。

如果需要更好的特性或需要運行在寬范圍，可以用圖12-8的電路，這個電路將根據線電壓反向調節箝位電壓。

圖12-7

圖12-8

每個電流脈沖都使磁芯復位以克服磁芯飽和的方法，除了改進外電路還可以改進電流檢測電路。一般利用電流檢測電路自復位，即利用磁芯中存儲的能量和電流互感器的開路阻抗在短時間內產生足夠的伏秒積來復位。但當占空比大于50％，特別是接近100％時，可能沒有足夠的時間來使磁芯復位，這時除電流放大器輸出箝位外，還可以采用強制復位電路。

圖12-9 強制磁芯復位的電路很多，如使用附加線圈或中心抽頭的線圈，但最簡單的方法是采用圖12-

9、圖12-10所示電路來強制磁芯復位。脈沖電流來時強制復位電路和自復位電路的工作沒有差別，當復位時從VCC通過Rr來的電流加入磁芯復位電流，寄生電容快速充電，副邊電壓反向，伏秒積增加，磁芯復位速度加快。如果需要得到負的檢測電壓而又不想用負電壓強制復位時則用圖12-10所示電路。

對于電流檢測電路磁芯復位還要考慮的一個因素是副邊線圈的漏電感和分布電容。為了減小損耗，一般選擇匝比較大的電流互感器，但匝比大，副邊線圈的漏電感和分布電容大。漏電感影響電流上升和下降的時間，分布電容則影響電流互感器的帶寬。并且在磁芯復位時，副邊電感和分布電容諧振，如果分布電容大，則諧振頻率低，周期長，那么在占空比大、磁芯復位時間短時，副邊線圈就沒有足夠的時間來釋放能量使磁芯復位了。所以應盡量不選擇匝比太大的電流互感器。

圖12-10

電流互感器的下垂效應

電流互感器副邊的脈沖電流要減去電流互感器繞組上的脈沖電壓在副邊產生的一個從零開始隨時間線性增長的磁化電流，才等于檢測電阻上的電流，該磁化電流的大小為：

Idroop=nUs / Ls·△t（1）

式中：US——副邊電壓

LS——副邊電感

n——Ns/Np

Δt——電流波脈寬

剛開始時副邊電流是原邊電流的n倍，但隨時間增加，磁化電流加大，副邊電流下降得很厲害，這就是電流互感器的下垂效應。所以為了得到較大的副邊檢測電壓不應完全靠增加檢測電阻Rs的值來實現，也要靠減小副邊下垂效應來增加副邊的脈沖電流，同時Rs的值大也將使磁芯復位困難。

如式（1）所示，副邊電感值越大，下垂效應越?。辉驯仍叫?，下垂效應也越小，但最好不要靠減少副邊的匝數來減小匝比，因為這將使副邊的電感減小了，應在空間允許的情況下增加原邊匝數來減小匝比。

5、實驗結果

在功率因數校正電路中，使用如圖12-6所示的檢測電路，并采用如上所述防磁芯飽和及減小下垂效應的措施，在電流互感器的變比為1∶50，副邊電感為30mH,取副邊電壓為2V,電流波脈寬為5μs時,得：

相對于十多安培的檢測電流，該電流下降效應并不明顯。

6、結語

電流檢測在電流控制中起著重要的作用，電流檢測分為電阻檢測和電流互感器檢測。為了減少損耗，常采用電流互感器檢測。在電流互感器檢測電路的設計中，要充分考慮電路拓撲對檢測效果的影響，綜合考慮電流互感器的飽和問題和副邊電流的下垂效應，以選擇合適的磁芯復位電路、匝比和檢測電阻。

第四篇：用5l0380r組成的開關電源的工作原理

用5L0380R組成的開關電源的工作原理

通達TDR—6000S數字機開關電源核心元件采用集成塊5L0380R，該集成塊外觀像一只塑封中功率管，內部完成了振蕩、輸出等功能，整個開關電源電路簡潔，功耗較低，性能優越。其工作原理是：220V交流電壓經過電源開關和保險管進入由C101和L101組成的干擾抑制濾波器，再經橋式整流、濾波后得到+300V左右的直流電壓。當電源接通瞬間，+300V電壓經啟動支路電阻R102、R103給IC101（5L0380R）③腳一個脈沖，其內部的開關管處于微導通狀態，此時在5L0380R的②腳有電流通過，開關變壓器的①—②繞組產生感應電動勢，感應電動勢耦合到正反饋繞組③—④，感應電壓經整流、濾波后注入5L0380R的③腳，使開關管進入飽和導通狀態，完成開關電源的啟動過程。開關變壓器次級各繞組經各自整流、濾波電路輸出不同的直流電壓，供給解碼器主板。該電源輸出電壓的穩定是通過+3.3V電壓經過R111、R110、R112、C104和IC103（TL431A）組成的比較放大電路控制光電耦合器IC102（PC817）來實現的。當+3.3V電壓由于某種原因升高時，+3.3V電壓經R111、R110分壓后接在IC103（TL431A）基準端R，與IC103內部基準電壓進行比較，通過改變輸出端K電壓來增大光電耦合器IC102中發光二極管的電流及發光強度，使光電耦合器導通，進而使5L0380R④腳內接的電壓變換管導通，將內部開關管基極鉗位至地，迫使電源停振，使輸出電壓下降。當+3.3V電壓降低時，其穩壓過程與上述過程相反，從而穩定了輸出電壓。故 障 檢 修

1、開機燒保險

此類故障說明機內存在嚴重的短路，故障多發生于開關變壓器之前，應重點檢查C101、CD101是否漏電，D101—D104和IC101是否損壞。

2、無輸出電壓

先檢查CD101兩端有無+300V直流電壓，如無則應檢查NTC101是否斷路，如正常則檢查開關變壓器①—②繞組是否斷路，如未斷路，應重點檢查啟動支路電阻R102、R103和正反饋電路中整流二極管D106、限流電阻R104是否損壞。

3、電源電壓輸出過高或過低此類故障一般是電壓反饋網絡元件發生了變化，應檢查與IC102、IC103相連電路各元件有無損壞。有時開關電源的某組電源的元件或與這組電源相連的主板元件有短路故障，也會使各組輸出電壓下降，但此時可聽到開關變壓器因負載過重而發出的“吱吱”聲，應注意兩種故障現象的區別。對于后一種原因引起的故障，可通過逐一斷開D107、D108、D109、D110、D111、D112的方法，觀察輸出電壓及故障現象加以判斷。

第五篇：各流量計工作原理、優缺點分析

V錐型流量計： 工作原理

V型錐流量計屬高精度、高穩定性的新型差壓式流量儀表。和其他差壓式儀表一樣，也是基于流動連續性原理和伯努利方程來計算流體工況流量的。我們知道在同一密閉管道內，當壓力降低時，速度會增加，當介質接近錐體時，其壓力為P+，在介質通過錐體的節流區時，速度會增加，壓力會降低為P-，如圖一所示，P+和P-都通過V型錐形流量計的取壓口引到差壓變送器上，流速發生變化時，差壓值會隨之增大或減小。也就是說對于穩定流體，流量的大小與差壓平方根成正比。當流速相同時，錐體節流面積越大，則產生的差壓值也越大。

測量介質

V型錐流量計主要用于煤氣（焦爐煤氣、高爐煤氣、發生爐煤氣），天然氣（包括含濕量5%以上的天然氣），各種碳氫化合物氣體，包括含濕的HC氣體，各種稀有氣體，如氫、氦、氬、氧、氮等，濕的氯化物氣體，空氣，包括含水，含其它塵埃的空氣，煙道氣；飽和蒸氣，過熱蒸汽；油類，包括原油（在一定的粘度下）、燃料油、含水乳化油等，水，包括凈水、污水，各種水溶液，包括鹽、堿水溶液，含蠟、含有水，含油、含沙的水。

優點

1．安裝直管段要求低

伯努力方程要求受測流體為理想流體，在實際應用中這是根本不可能的，很多情況會造成流體分布不均勻，如彎頭，閥門，縮徑，擴徑，泵，三通等等，對其它儀表而言，這是一個很難解決的問題。V錐流量計可在極為惡劣的情況下均勻流體分布，如在緊鄰儀表上游有單彎管，雙彎管，經過錐體“整流”后的流體分布比較均勻可保證儀表在惡劣的條件下獲得較高的測量精度，由于V型流量計可均勻流體分布曲線，因此同其它類型的差壓流量計相比，對上下游直管段的要求小，建議安裝時在上游留0-3D的直管段，在下游留0-1D的直段管。當用戶的管道尺寸大，管道價格高或直管段不夠的情況下，V錐型流量計將是最佳選擇。在過去十年內，對V型流量計的上游有一個90℃的單彎管或兩個不在一個平面上的雙彎管的情況進行了測試，測試結果表明，V錐型流量計可在緊鄰它的地方裝有一個彎管或不在同一個平面上的雙彎管而不會對測量精度有影響。這對那些大口徑，費用昂貴的管路用戶，或較短運行管路的用戶帶來好處。

2、量程比很寬

可以測量較低雷諾數范圍（Re≥8000）的流量（小流量）。

典型量程比是10∶1，選擇合適的參數，可以做到50∶1。由于V錐體懸掛在管道的中央，直接與高流速區域產生相互作用，迫使高流速區域與靠近管壁的低流速混合；當流量減小時，V錐繼續與管道內的最大流速產生相互作用，在其它差壓儀表可能檢測不出差壓信號時，V錐傳感器仍然能夠產生差壓信號低到8000。這是V錐流量計在檢測小流量時的一個最大優點。

3、高精度

V錐傳感器的一次元件精度為±0.5%。系統精度取決于V錐傳感器的精度等級和差壓變送器、二次儀表的精度等級等。

4、重復性好

V錐傳感器的重復性優于0.1%

5、V錐傳感器耐磨損，傳感器長期穩定性能好

由于V錐體的外形是收縮流體，在錐體表面產生真空效應，不會對突變表面產生撞擊，沿錐體表面形成分界層，引導流體離開β邊。這意味著β邊不會遭到臟污流體的磨損，因此β系數保持不變，V錐傳感器具有長期穩定性能好的特點。

6、信號穩定性好

差壓檢測一般都有“信號波動”，即使在流量穩定情況下，一次元件產生的信號也會由于干擾而有一定的波動。對于V錐傳感器，流體通過V錐，在V錐體后面形成短的渦流，產生低振幅，高頻率信號，轉換成穩定的V錐信號。其信號波動是孔板的1/10。

7、永久壓力損失小

因為流體對突變V錐的平滑表面沒有撞擊，因此V錐傳感器的永久壓損比孔板低。同樣，由于V錐信號的穩定性，同樣流量的滿量程V錐差壓信號比其它差壓儀表低。同樣的β值，其壓損是孔板的1/3～1/5。

8、V錐體β系數計算范圍寬

由于V錐傳感器的V錐獨特的幾何形狀，使得它的β系數范圍寬，標準的β系數范圍：0.45, 0.55, 0.65, 0.75,0.85。

9、V錐傳感器不堵塞，不粘附，無滯留死區，適用于臟污介質的流量測量

由于V錐傳感器具有自清潔的功能，不會在管內有流體中的顆粒、殘渣、凝結物沉積的滯留區域，適用于臟污流體的流量測量，比如：焦爐媒氣、高爐媒氣、原料油、渣油等。

10、可以測量高溫高壓的介質

工作溫度最高850℃，最大壓力40MPa。

11、規格齊全，安裝方式靈活

可選擇法蘭式、對夾式、直接焊接式等。管徑從15mm～2000mm。缺點

當然，作為差壓流量計的一種，它由于成本關系而并不能完全取代孔板、文丘里等傳統差壓流量計的位置。相比渦街流量計、電磁流量計等，它又有安裝導壓管等劣勢。電磁流量計

工作原理

電磁流量計是一種應用法拉第電磁感應定律的流量計，其傳感器主要由內襯絕緣材料的測量管，穿通測量管壁安裝的一對電極和用以產生工作磁場的一對線圈及鐵芯組成。當導電流體流經傳感器測量管時，在電極上將感應與流體平均流速成正比的電壓信號。該信號經轉換器放大處理，直接顯示流量及總量并可輸出模擬、數字信號。測量介質

測量各種酸、堿、鹽等腐蝕液體；各種易燃，易爆介質；各種工業污水，紙漿，泥漿等。電磁流量計不能用于測量氣體、蒸氣以及含有大量氣體的液體.不能用來測量電導率很低的液體介質,不能測量高溫高壓流體。

優點

1、電磁流量計可用來測量工業導電液體或漿液。

2、無壓力損失。

3、測量范圍大，電磁流量變送器的口徑從2.5ｍｍ到2.6ｍ。

4、電磁流量計測量被測流體工作狀態下的體積流量，測量原理中不涉及流體的溫度、壓力、密度和粘度的影響。

5、無節流部件，因此壓力損失小，減少能耗，只與被測流體的平均速度有關，測量范圍寬；只需經水標定后即可測量其他介質，無須修正，最適合作為結算用計量設備使用。由于技術及工藝材料的不斷改進，穩定性、線性度、精度和壽命的不斷提高和管徑的不斷擴大，對于固液兩相的介質的測量采用了可更換電極以及刮刀電極的方式，解決了高壓（32MPA）、耐腐蝕（防強酸、堿襯里）介質的測量問題，以及口徑的不斷擴大（最大作到 3200MM 口徑），壽命的不斷增長（一般大于 10 年），電磁流量計得到越來越廣泛的應用，其成本也得到了降低，但整體價格特別是大管徑的價格仍較高，因此在流量儀表的采購中有重要的地位。

缺點

1、電磁流量計的應用有一定局限性，它只能測量導電介質的液體流量，不能測量非導電介質的流量，例如氣體和水處理較好的供熱用水。另外在高溫條件下其襯里需考慮。

2、電磁流量計是通過測量導電液體的速度確定工作狀態下的體積流量。按照計量要求，對于液態介質，應測量質量流量，測量介質流量應涉及到流體的密度，不同流體介質具有不同的密度，而且隨溫度變化。如果電磁流量計轉換器不考慮流體密度，僅給出常溫狀態下的體積流量是不合適的。

3、電磁流量計的安裝與調試比其它流量計復雜，且要求更嚴格。變送器和轉換器必須配套使用，兩者之間不能用兩種不同型號的儀表配用。在安裝變送器時，從安裝地點的選擇到具體的安裝調試，必須嚴格按照產品說明書要求進行。安裝地點不能有振動，不能有強磁場。在安裝時必須使變送器和管道有良好的接觸及良好的接地。變送器的電位與被測流體等電位。在使用時，必須排盡測量管中存留的氣體，否則會造成較大的測量誤差。

4、電磁流量計用來測量帶有污垢的粘性液體時，粘性物或沉淀物附著在測量管內壁或電極上，使變送器輸出電勢變化，帶來測量誤差，電極上污垢物達到一定厚度，可能導致儀表無法測量。

5、供水管道結垢或磨損改變內徑尺寸，將影響原定的流量值，造成測量誤差。如100ｍｍ口徑儀表內徑變化1ｍｍ會帶來約2％附加誤差。

6、變送器的測量信號為很小的毫伏級電勢信號，除流量信號外，還夾雜一些與流量無關的信號，如同相電壓、正交電壓及共模電壓等。為了準確測量流量，必須消除各種干擾信號，有效放大流量信號。應該提高流量轉換器的性能，最好采用微處理機型的轉換器，用它來控制勵磁電壓，按被測流體性質選擇勵磁方式和頻率，可以排除同相干擾和正交干擾。但改進的儀表結構復雜，成本較高。

7、價格較高。

渦街流量計 工作原理

渦街流量計的原理是在流量計管道中，設置一阻流件，當流體流經阻流件時，由于阻流件表面的阻流作用等原因，在其下游會產生兩列不對稱的旋渦，這些旋渦在阻流件的側后方分開，形成所謂的卡門（Karman）旋渦列，兩列旋渦的旋轉方向是相反的，卡門從理論上證明了當h/L=0.281（h為兩旋渦列之間的寬度，L為兩個相鄰旋渦間的距離）時，旋渦列是穩定的，在此情況下，產生旋渦的頻率f與流量計管道中流體流速υ呈線性關系。測量介質

渦街流量計,主要用于工業管道介質流體的流量測量,如氣體、液體、蒸氣等多種介質。其特點是壓力損失小,量程范圍大,精度高,在測量工況體積流量時幾乎不受流體密度、壓力、溫度、粘度等參數的影響。優點

1、渦街流量計無可動部件，測量元件結構簡單，性能可靠，使用壽命長。

2、渦街流量計測量范圍寬。量程比一般能達到1：10。

3、渦街流量計的體積流量不受被測流體的溫度、壓力、密度或粘度等熱工參數的影響。一般不需單獨標定。它可以測量液體、氣體或蒸汽的流量。

4、它造成的壓力損失小。

5、準確度較高，重復性為0.5％，且維護量小。缺點

1、渦街流量計工作狀態下的體積流量不受被測流體溫度、壓力、密度等熱工參數的影響，但液體或蒸汽的最終測量結果應是質量流量，對于氣體，最終測量結果應是標準體積流量。質量流量或標準體積流量都必須通過流體密度進行換算，必須考慮流體工況變化引起的流體密度變化。

2、造成流量測量誤差的因素主要有：管道流速不均造成的測量誤差；不能準確確定流體工況變化時的介質密度；將濕飽和蒸汽假設成干飽和蒸汽進行測量。這些誤差如果不加以限制或消除，渦街流量計的總測量誤差會很大。

3、抗振性能差。外來振動會使渦街流量計產生測量誤差，甚至不能正常工作。通道流體高流速沖擊會使渦街發生體的懸臂產生附加振動，使測量精度降低。大管徑影響更為明顯。

4、對測量臟污介質適應性差。渦街流量計的發生體極易被介質臟污或被污物纏繞，改變幾何體尺寸，對測量精度造成極大影響。

5、直管段要求高。專家指出，渦街流量計直管段一定要保證前40D后20D，才能滿足測量要求。

6、耐溫性能差。渦街流量計一般只能測量300℃以下介質的流體流量。