第一篇：開關電源熱設計討論

開關電源熱設計討論

借本論題探討熱設計的方法及可靠性設計

先開個頭：散熱設計的一些基本原則

從有利于散熱的角度出發，印制版最好是直立安裝，板與板之間的距離一般不應小于2cm，而且器件在印制版上的排列方式應遵循一定的規則：

·對于采用自由對流空氣冷卻的設備，最好是將集成電路（或其它器件）按縱長方式排列，如圖3示；對于采用強制空氣冷卻的設備，最好是將集成電路（或其它器件）按橫長方式排列。

·同一塊印制板上的器件應盡可能按其發熱量大小及散熱程度分區排列，發熱量小或耐熱性差的器件（如小信號晶體管、小規模集成電路、電解電容等）放在冷卻氣流的最上流（入口處），發熱量大或耐熱性好的器件（如功率晶體管、大規模集成電路等）放在冷卻氣流最下游。

·在水平方向上，大功率器件盡量靠近印制板邊沿布置，以便縮短傳熱路徑；在垂直方向上，大功率器件盡量靠近印制板上方布置，以便減少這些器件工作時對其它器件溫度的影響。

·對溫度比較敏感的器件最好安置在溫度最低的區域（如設備的底部），千萬不要將它放在發熱器件的正上方，多個器件最好是在水平面上交錯布局。

·設備內印制板的散熱主要依靠空氣流動，所以在設計時要研究空氣流動路徑，合理配置器件或印制電路板。空氣流動時總是趨向于阻力小的地方流動，所以在印制電路板上配置器件時，要避免在某個區域留有較大的空域。整機中多塊印制電路板的配置也應注意同樣的問題。

電子設備散熱的重要性

在電子設備廣泛應用的今天。如何保證電子設備的長時間可靠運行，一直困擾著工程師們。造成電子設備故障的原因雖然很多，但是高溫是其中最重要的因素（其它因素重要性依次是振動Vibration、潮濕Humidity、灰塵Dust），溫度對電子設備的影響高達60％。

溫度和故障率的關系是成正比的，可以用下式來表示：

F = Ae-E/KT 其中：

F = 故障率, A=常數

E = 功率

K =玻爾茲曼常量(8.63e-5eV/K)T = 結點溫度

隨著芯片的集成度、功率密度的日愈提高，芯片的溫度越來越成為系統穩定工作、性能提升的絆腳石。作為一個合格的電子產品設計人員，除了成功實現產品的功能之外，還必須充分考慮產品的穩定性、工作壽命，環境適應能力等等。而這些都和溫度有著直接或間接的關系。數據顯示，45%的電子產品損壞是由于溫度過高。可見散熱設計的重要性。如何對產品進行熱設計，首先我們可以從芯片廠家提供的芯片Datasheet為判斷的基礎依。如何理解Datasheet的相關參數呢？下面將對Datasheet中常用的熱參數逐一說明。

一、Datasheet中和散熱有關的幾個重要參數

P--芯片功耗，單位W（瓦）。功耗是熱量產生的直接原因。功耗大的芯片，發熱量也一定大。

Tc--芯片殼體溫度，單位℃。

Tj--結點溫度，單位℃。隨著結點溫度的提高，半導體器件性能將會下降。結點溫度過高將導致芯片工作不穩定，系統死機，最終芯片燒毀。

Ta--環境溫度，單位℃。

Tstg--存儲溫度，單位℃。芯片的儲存溫度。

Rja/θja--結點到環境的熱阻，單位℃/W。

Rjc/θjc--結點到芯片殼的熱阻，單位℃/W

Ψjt--可以理解為結點到芯片上表面的熱阻。當芯片熱量只有部分通過上殼散出的時候的熱阻參數。

LFM--風速單位，英尺/分鐘。

提供最大Ta、Tj、P--早期的芯片Datasheet一般都是這種。理論上我們只需要保證芯片附近的環境溫度不超過這個指標就可以保證芯片可以正常工作。但是實際并非如此。Ta這個參數是按照JEDEC標準測試而得。JEDEC標準是這樣定義的：把芯片置于一塊3X4.5英寸的4層PCB中間，環境溫度測試探頭距離這塊PCB的板邊緣12英寸。可見我們產品幾乎不可能滿足這種測試條件。因此，Ta在這里對我們來說，沒什么意義。在這種情況下保守的做法是：保證芯片的殼體溫度Tc﹤Ta-max，一般來說芯片是可以正常工作的。>br>

直接提供Tc-max--這種情況相對較少，處理也相對簡單。只需保證Tc﹤Tc-max即可。>br>

提供Tj、Rjc/θjc、P--近2年來，隨著熱設計的重要性不斷提高，大部分的芯片資料都會提供上述參數?；竟饺缦拢?/p>

Tj=Tc+Rjc*P

只要保證Tj﹤Tj-max即可保證芯片正常工作。

歸根結底，我們只要能保證芯片的結點溫度不超過芯片給定的最大值，芯片就可以正常工作。

如何判斷芯片是否需要增加散熱措施

第一步：搜集芯片的散熱參數。主要有：P、Rja、Rjc、Tj等

第二步：計算Tc-max：Tc-max=Tj-Rjc*P

第三步：計算要達到目標需要的Rca：Rca=（Tc-max-Ta）/P

第四步：計算芯片本身的Rca’：Rca’=Rja-Rjc

如果Rca大于 Rca’，說明不需要增加額外的散熱措施。

如果Rca小于Rca’，說明需要增加額外的散熱措施。比如增加散熱器、增加風扇等等。

如前所述，Rja不能用于準確的計算芯片的溫度，所以這種方法只能用于簡單的判斷。而不能用于最終的依據。下面舉一個簡單的例子：

例：某芯片功耗——1.7W；Rja——53℃/W；Tj——125℃；Rjc——25℃/W，芯片工作的最大環境溫度是50℃。判斷該芯片是否需要加散熱器，散熱器熱阻是多少。

Tc-max=Tj-Rjc*P =125℃-25℃/W*1.7W =82.5℃

Rca=（Tc-max-Ta）/P =（82.5-50）1.7 =19.12℃/W

Rca’=Rja-Rjc =53-25 =28℃/W

Rca小于Rca’，所以需要增加散熱器。

散熱器的熱阻假設為Rs，則有：

Rs//Rca’小于Rca

Rs*28/（Rs+28）小于19.12 Rs小于60.29℃/W

所以選用的散熱器熱阻必須小于60.29℃/W。

上面僅是非常簡單的例子，當然時間的情況要比這個復雜的多，需要通過仿真軟件計算來分析和計算。

在普通的數字電路設計中，我們很少考慮到集成電路的散熱，因為低速芯片的功耗一般很小，在正常的自然散熱條件下，芯片的溫升不會太大。隨著芯片速率的不斷提高，單個芯片的功耗也逐漸變大，例如：Ｉｎｔｅｌ的奔騰ＣＰＵ的功耗可達到 25W。當自然條件的散熱已經不能使芯片的溫升控制在要求的指標之下時，就需要使用適當的散熱措施來加快芯片表面熱的釋放，使芯片工作在正常溫度范圍之內。

通常條件下，熱量的傳遞包括三種方式：傳導、對流和輻射。傳導是指直接接觸的物體之間熱量由溫度高的一方向溫度較低的一方的傳遞，對流是借助流體的流動傳遞熱量，而輻射無需借助任何媒介，是發熱體直接向周圍空間釋放熱量。

在實際應用中，散熱的措施有散熱器和風扇兩種方式或者二者的同時使用。散熱器通過和芯片表面的緊密接觸使芯片的熱量傳導到散熱器，散熱器通常是一塊帶有很多葉片的熱的良導體，它的充分擴展的表面使熱的輻射大大增加，同時流通的空氣也能帶走更大的熱能。風扇的使用也分為兩種形式，一種是直接安裝在散熱器表面，另一種是安裝在機箱和機架上，提高整個空間的空氣流速。與電路計算中最基本的歐姆定律類似，散熱的計算有一個最基本的公式：

溫差 = 熱阻 × 功耗

在使用散熱器的情況下，散熱器與周圍空氣之間的熱釋放的“阻力”稱為熱阻，散熱器與空氣之間“熱流”的大小用芯片的功耗來代表，這樣熱流由散熱器流向空氣時由于熱阻的存在，在散熱器和空氣之間就產生了一定的溫差，就像電流流過電阻會產生電壓降一樣。同樣，散熱器與芯片表面之間也會存在一定的熱阻。熱阻的單位為℃/W。選擇散熱器時，除了機械尺寸的考慮之外，最重要的參數就是散熱器的熱阻。熱阻越小，散熱器的散熱能力越強。風冷散熱原理

從熱力學的角度來看，物體的吸熱、放熱是相對的，凡是有溫度差存在時，就必然發生熱從高溫處傳遞到低溫處，這是自然界和工程技術領域中極普遍的一種現象。而熱傳遞的方式有三種：輻射、對流、傳導，其中以熱傳導為最快。我們要討論的風冷散熱，實際上就是強制對流散熱。

對流換熱是指流體與其相接觸的固體表面或流體，而這具有不同溫度時所發生的熱量轉移過程。熱源將熱量以熱傳導方式傳至導熱導熱介質，再由介質傳至散熱片基部，由基部將熱量傳至散熱片肋片并通過風扇與空氣分子進行受迫對流，將熱量散發到空氣中。風扇不斷向散熱片吹入冷空氣，流出熱空氣，完成熱的散熱過程。

對流換熱即受導熱規律的支配，又受流體流動規律的支配，屬于一種復雜的傳熱過程，表現在對流換熱的影響因素比較多。

1．按流體產生流動的原因不同，可分為自然對流和強制對流。

2．按流動性質來區分，有層流和紊流之別。流體從層流過渡到紊流是由于流動失去穩定性的結果。一般以雷諾數（Re）的大小，作為層流或紊流的判斷依據。

3．流體的物性對對流換熱的影響。例如，粘度、密度、導熱系數、比熱、導溫系數等等，它們隨流體不同而不同，隨溫度變化而變化，從而改變對流換熱的效果。

4．換熱表面的幾何條件對對流換熱的影響。其中包括：

1)管道中的進口、出口段的長度，形狀以及流道本身的長度等； 2)物體表面的幾何形狀，尺寸大小等；

3)物體表面，如管道壁面、平板表面等的粗糙程度；

4)物體表面的位置（平放、側放、垂直放置等）以及流動空間的大小。

5．流體物態改變的影響。

6．換熱面的邊界條件，如恒熱流、恒壁溫等，也會影響對流換熱。

7.風量和溫度的關系

T＝Ta＋1.76P／Q 式中

Ta－－環境溫度，℃

P－－整機功率，W Q－－風扇的風量，CFM T－－機箱內的溫度，℃

舉一個電路設計中熱阻的計算的例子：

設計要求： 芯片功耗： 20瓦

芯片表面不能超過的最高溫度： 85℃

環境溫度（最高）： 55℃

計算所需散熱器的熱阻。

實際散熱器與芯片之間的熱阻很小，取01℃/W作為近似。則

（R + 0.1）× 20W = 85℃-55℃

得到 R = 1.4 ℃/W

只有當選擇的散熱器的熱阻小于1.4℃/W時才能保證芯片表面溫度不會超過85℃。

使用風扇能帶走散熱器表面大量的熱量，降低散熱器與空氣的溫差，使散熱器與空氣之間的熱阻減小。因此散熱器的熱阻參數通常用一張表來表示。如下例：

風速（英尺/秒）熱阻（℃/W）

0

3.5

2.8

200

2.3

300

2.0

400

1.8 PCB表面貼裝電源器件的散熱設計

以Micrel公司表貼線性穩壓器為例，介紹如何在僅使用一個印制電路板的銅鉑作為散熱器時是否可以正常工作。

1.系統要求:

VOUT=5.0V；VIN(MAX)=9.0V；VIN(MIN)=5.6V；IOUT=700mA；運行周期=100%；TA=50℃

根據上面的系統要求選擇750mA MIC2937A-5.0BU穩壓器，其參數為：

VOUT=5V±2%(過熱時的最壞情況)

TJ MAX=125℃。采用TO-263封裝，θJC=3℃/W；

θCS≈0℃/W(直接焊接在電路板上)。

2.初步計算： VOUT(MIN)=5V-5×2%=4.9V

PD=(VIN(MAX)-VOUT(MIN))+IOUT+(VIN(MAX)×I)=[9V-4.9V]×700mA+(9V×15mA)=3W

溫度上升的最大值, ΔT=TJ(MAX)-TA = 125℃-50℃=75℃；熱阻θJA(最壞情況):ΔT/PD=75℃/3.0W=25℃/W。

散熱器的熱阻, θSA=θJA-(θJC+θCS)；θSA=25-(3+0)=22℃/W(最大)。

3.決定散熱器物理尺寸：

采用一個方形、單面、水平具有阻焊層的銅箔散熱層與一個有黑色油性涂料覆蓋的散熱銅箔，并采用1.3米/秒的空氣散熱的方案相比較，后者的散熱效果最好。

采用實線方案，保守設計需要5,000mm2的散熱銅箔，即71mm×71mm(每邊長2.8英寸)的正方形。

4.采用SO-8和SOT-223封裝的散熱要求：

在下面的條件下計算散熱面積大?。篤OUT=5.0V；VIN(MAX)=14V；VIN(MIN)=5.6V；IOUT=150mA；占空比=100%；TA=50℃。在允許的條件下，電路板生產設備更容易處理雙列式SO-8封裝的器件。SO-8能滿足這個要求嗎？采用MIC2951-03BM(SO-8封裝)，可以得到以下參數：

TJ MAX=125℃；θJC≈100℃/W。

5.計算采用SO-8封裝的參數：

PD=[14V-5V]×150mA+(14V×8mA)=1.46W；

升高的溫度=125℃-50℃=75℃； 熱阻θJA(最壞的情況): ΔT/PD=75℃/1.46W=51.3℃/W；

θSA=51-100=-49℃/W(最大)。

顯然，在沒有致冷條件下，SO-8不能滿足設計要求。考慮采用SOT-223封裝的MIC5201-5.0BS調壓器，該封裝比SO-8小，但其三個引腳具有很好的散熱效果。選用MIC5201-3.3BS，其相關參數如下：

TJ MAX=125℃

SOT-223的熱阻θJC=15℃/W θCS=0 ℃/W(直接焊在線路板上的)。

6.計算采用SOT-223封裝的結果:

PD=[14V-4.9V]×150mA+(14V×1.5mA)=1.4W 上升溫度=125℃-50℃=75℃；

熱阻θJA(最壞的情況): ΔT/PD=75℃/1.4W=54℃/W；

θSA=54-15=39℃/W(最大)。根據以上的數據，參考圖1，采用1,400 mm2的散熱銅箔(邊長1.5英寸的正方形)可以滿足設計要求。

以上的設計結果可以作為粗略的參考，實際設計中需要了解電路板的熱特性，得出更準確、滿足實際設計的結果。

（Rcs是器件到散熱器的熱阻，由于是直接焊在PCB上，可視為零。

在PD等式中的15mA等是器件工作時所需的靜態電流，你可以在DATASHEET查出。如：MIC2937A-5.0BU的regulator quiescent current在IL為750mA時的典型值為15mA）散熱器材料的選擇：

散熱片的制造材料是影響效能的重要因素，選擇時必須加以注意！目前加工散熱片所采用的金屬材料與常見金屬材料的熱傳導系數：

金

317 W/mK

銀

429 W/mK

鋁

401 W/mK

鐵

237 W/mK

銅

W/mK

AA6061型鋁合金

155 W/mK

AA6063型鋁合金 201 W/mK

ADC12型鋁合金 96 W/mK

AA1070型鋁合金 226 W/mK

AA1050型鋁合金 209 W/mK

熱傳導系數的單位為W/mK，即截面積為1平方米的柱體沿軸向1米距離的溫差為1開爾文（1K＝1℃）時的熱傳導功率。

熱傳導系數自然是越高越好，但同時還需要兼顧到材料的機械性能與價格。熱傳導系數很高的金、銀，由于質地柔軟、密度過大、及價格過于昂貴而無法廣泛采用；鐵則由于熱傳導率過低，無法滿足高熱密度場合的性能需要，不適合用于制作計算機空冷散熱片。銅的熱傳導系數同樣很高，可礙于硬度不足、密度較大、成本稍高、加工難度大等不利條件，在計算機相關散熱片中使用較少，但近兩年隨著對散熱設備性能要求的提高，越來越多的散熱器產品部分甚至全部采用了銅質材料。鋁作為地殼中含量最高的金屬，因熱傳導系數較高、密度小、價格低而受到青睞；但由于純鋁硬度較小，在各種應用領域中通常會摻加各種配方材料制成鋁合金，寄此獲得許多純鋁所不具備的特性，而成為了散熱片加工材料的理想選擇。

各種鋁合金材料根據不同的需要，通過調整配方材料的成分與比例，可以獲得各種不同的特性，適合于不同的成形、加工方式，應用于不同的領域。上表中列出的5種不同鋁合金中：AA6061與AA6063具有不錯的熱傳導能力與加工性，適合于擠壓成形工藝，在散熱片加工中被廣為采用。ADC12適合于壓鑄成形，但熱傳導系數較低，因此散熱片加工中通常采用AA1070鋁合金代替，可惜加工機械性能方面不及ADC12。AA1050則具有較好的延展性，適合于沖壓工藝，多用于制造細薄的鰭片。風扇的選擇:

風扇是風冷散熱器中必不可少的組成部分，對散熱效果起著至關重要的作用，是散熱器中唯一的主動部件；同時，更對散熱器的工作噪音有著決定性的影響。風扇在散熱中的職責為：憑借自身的導流作用，令空氣以一定的速度、一定的方式通過散熱片，利用空氣與散熱片之間的熱交換帶走其上堆積的熱量，從而實現“強制對流”的散熱方式。

散熱片即使結構再復雜，也只是一個被動的熱交換體；因此，一款風冷散熱器能否正?！肮ぷ鳌?，幾乎完全取決于風扇的工作狀態。在不改變散熱器結構與其它組成部分的情況下，僅僅是更換更加合適、強勁的風扇，也可以令散熱效果獲得大幅度的提升；反之，如果風扇搭配不合適或不夠強勁，則會使風冷散熱器效能大打折扣，令散熱片與整體設計上的優點被埋沒于無形；更有甚者，由于風扇是風冷散熱器中唯一確實“工作”的部分，它本身的故障也就會導致散熱器整體的故障，令其喪失大部分的散熱性能，進而引起系統的不穩定或當機，甚至因高溫而燒毀設備。

風扇可分為：含油軸承、單滾珠軸承、雙滾珠軸承、液壓軸承、來福軸承、Hypro軸承、磁懸浮軸承、納米陶瓷軸承等，下面是其性能

比

較

表

從由表中可以看出，軸承技術對風扇的性能、噪音、壽命起著重要的決定性作用，實際選購風扇時必須加以注意。通常可根據性能、噪音、壽命以及價格四方面要求綜合考慮：

1.性能不高，噪音小，價格低，含油軸承是唯一的選擇，但壽命較短，使用一段時間后噪音可能會逐漸增大，需做好維護或更換的心理準備。

2.性能強悍，壽命長，價格不高，滾珠軸承是不二之選，但需忍受其工作時產生的較大噪音。

3.性能與噪音都沒有特殊要求，但希望壽命長，價格不高，來福、Hypro軸承等含油軸承的改進型均是值得考慮的選擇。

4.性能好，噪音低，壽命長，如此便不能對價格提出進一步的要求了，只要資金充足，液壓、精密陶瓷等特色軸承技術都可列入選擇范圍之內。

5.對靜音與壽命要求極高，磁懸浮軸承是僅有的選擇，只是性能不佳，價格過高。

（1,散熱器或殼體的顏色很重要.我用半磚0.9寸散熱器分別做兩組試驗,發現黑色的比不加色的溫升低.2,散熱器的方向(非正方形)也很重要.）

（黑色的熱輻射能力強，自然散熱時有優勢。如果是風冷，主要靠空氣對流散熱，兩者就差不多了。）

第二篇：開關電源設計筆記

1.開關電源設計前各參數

以NXP的TEA1832圖紙做說明。分析電路參數設計與優化并到認證至量產。所有元器件盡量選擇公司現有的或者量大的元件，方便后續降成本。

1、輸入端：FUSE選擇需要考慮到I^2T參數。保險絲的分類，快斷，慢斷，電流，電壓值，保險絲的認證是否齊全。保險絲前的安規距離2.5mm以上。設計時盡量放到3mm以上。需考慮打雷擊時，保險絲I2T是否有余量，會不會打掛掉。

2、壓敏電阻：圖中可以增加一個壓敏電阻，一般采用14D471,也可采用561，直徑越大抗浪涌電流越大，也有增強版的10S471,14S471等，一般14D471打1KV,2KV雷擊夠用了，增加雷擊電壓就要換成MOV+GDT。有必要時，壓敏電阻外包個熱縮套管。

3、NTC：圖中可以增加個NTC,有的客戶有限制冷啟動浪涌電流不超過60A,30A，NTC的另一個目的還可以在雷擊時扛部分電壓，減下MOSFET的壓力。選型時注意NTC的電壓，電流，溫度等參數。

4、共模電感：傳導與輻射很重要的一個濾波元件，共模電感有環形的高導材料5K,7K,0K,12K,15K，常用繞法有分槽繞，并繞，蝶形繞法等，還有UU型，分4個槽的ET型。這個如果能共用老機種的最好，成本考慮，傳導輻射測試完成后才能定型。

5、X電容選擇：需要與共模電感配合測試傳導與輻射才能定容值，一般情況為功率越大X電容越大。

6、如果認證有輸入L,N的放電時間要求，需要在X電容下放2并2串的電阻給電容放電。

7、橋堆的選擇：一般需要考慮橋堆能過得浪涌電流，耐壓和散熱，防止雷擊時壞掉。

8、VCC啟動電阻：注意啟動電阻的功耗，主要是耐壓值，1206一般耐壓200V,0805一般耐壓150V，能多留余量比較好。

9、輸入濾波電解電容：一般看成本的考慮，輸出保持時間的10mS，按照電解電容容值的最小情況80%容值設計，不同廠家和不同的設計經驗有點出入，有一點要注意普通的電解電容和扛雷擊的電解電容，電解電容的紋波電流關系到電容壽命，這個看品牌和具體的系列。

10、輸入電解電容上有并聯一個小瓷片電容，這個平時體現不出來用處，在做傳導抗擾度時有效果。

11、RCD吸收部分：R的取值對應MOSFET上的尖峰電壓值，如果采用貼片電阻需注意電壓降額與功耗。C一般取102/103 1KV的高壓瓷片，整改輻射時也有可能會改為薄膜電容效果好。D一般用FR107,FR207，整改輻射時也有改為1N4007的情況或者其他的慢管，或者在D上套磁珠（K5A,K5C等材質）。小功率電源，RC可以采用TVS管替代，如P6KE160等。

12、MOSFET的選擇，起機和短路情況需要注意SOA。高溫時的電流降額，低溫時的電壓降額。一般600V 2-12A足夠用與100W以內的反激，根據成本來權衡選型。整改輻射時很多方法沒有效果的時候，換個MOSFET就過了的情況經常有。

13、MOSFET的驅動電阻一般采用10R+20R，阻值大小對應開關速度，效率，溫升。這個參數需要整改輻射時調整。

14、MOSFET的GATE到SOURCE端需要增加一個10K-100K的電阻放電。

15、MOSFET的SOURCE到GND之間有個Isense電阻，功率盡量選大，盡量采用繞線無感電阻。功率小，或者有感電阻短路時有遇到過炸機現象。

16、Isense電阻到IC的Isense增加1個RC，取值1K,331，調試時可能有作用，如果采用這個TEA1832電路為參考，增加一個C并聯到GND。

17、不同的IC外圍引腳參考設計手冊即可，根據自己的經驗在IC引腳處放濾波電容。

18、變壓器的設計，反激變壓器設計論壇里面討論很多，不多說。還是考慮成本，盡量不在變壓器里面加屏蔽層，頂多在變壓器外面加個十字屏蔽。變壓器一定要驗算delta B值，防止高溫時磁芯飽和。delta B=L*Ipk/（N*Ae），L(uH),Ipk（A),N為初級砸數（T）,Ae（mm2）。（參考TDG公司的磁芯特性（100℃）飽和磁通密度390mT，剩磁55mT，所以ΔB值一般取330mT以內，出現異常情況不飽和，一般取值小于300mT以內。我之前做反激變壓器取值都是小于0.3的）附，學習zhangyiping的經驗（所以一般的磁通密度選擇1500高斯，變壓器小的可以選大一些，變壓器大的要選小一些，頻彔高的減小頻彔低的可以大一些吧。）變壓器的VCC輔助繞組盡量用2根以上的線并繞，之前很大批量時有碰到過有幾個輔助繞組輕載電壓不夠或者重載時VCC過壓的情況，2跟以上的VCC輔助繞線能盡量耦合更好解決電壓差異大這個問題。

附注：有興趣驗證這個公式的話，可以在最低電壓輸入，輸出負載不斷增加，看到變壓器飽和波形，飽和時計算結果應該是500mT左右（25℃時，飽和磁通密度510mT）。

借鑒TDG的磁芯基本特征圖。

19、輸出二極管效率要求高時，可以采用超低壓降的肖特基二極管，成本要求高時可以用超快恢復二極管。

20、輸出二極管并聯的RC用于抑制電壓尖峰，同時也對輻射有抑制。

21、光耦與431的配合，光耦的二極管兩端可以增加一個1K-3K左右的電阻，Vout串聯到光耦的電阻取值一般在100歐姆-1K之間。431上的C與RC用于調整環路穩定，動態響應等。

22、Vout的檢測電阻需要有1mA左右的電流，電流太小輸出誤差大，電流太大，影響待機功耗。

23、輸出電容選擇，輸出電容的紋波電流大約等于輸出電流，在選擇電容時紋波電流放大1.2倍以上考慮。24、2個輸出電容之間可以增加一個小電感，有助于抑制輻射干擾，有了小電感后，第一個輸出電容的紋波電流就會比第二個輸出電容的紋波電流大很多，所以很多電路里面第一個電容容量大，第二個電容容量較小。

25、輸出Vout端可以增加一個共模電感與104電容并聯，有助于傳導與輻射，還能降低紋波峰峰值。

26、需要做恒流的情況可以采用專業芯片，AP4310或者TSM103等類似芯片做，用431+358都行，注意VCC的電壓范圍，環路調節也差不多。

27、有多路輸出負載情況的話，電源的主反饋電路一定要有固定輸出，或者假負載，否則會因為耦合，burst模式等問題導致其他路輸出電壓不穩定。

28、初級次級的大地之間有接個Y電容，一般容量小于或等于222，則漏電流小于0.25mA，不同的產品認證對漏電流是有要求的，需注意。算下來這么多，電子元器件基本能定型了，整個初略的BOM可以評審并參考報價了。BOM中元器件可以多放幾個品牌方便核成本。如客戶有特殊要求，可以在電路里面增加功能電路實現。如不能實現，尋找新的IC來完成，相等功率和頻率下，IC的更改對外圍器件影響不大。如客戶溫度范圍的要求比較高，對應元器件的選項需要參考元器件使用溫度和降額使用。

2開關電源PCB設計

1、PCB對應的SCH網絡要對應，方便后續更新，花不了多少時間的。

2、PCB的元器件封裝，標準庫里面的按實際情況需要更改，貼片元件焊盤加大；插件元件的孔徑比元件管腳大0.3mm，焊盤直徑大于孔0.8mm以上，焊盤大些方便焊接，元器件過波峰焊也容易上錫，PCB廠家做出來也不容易破孔。還有很多細節的東西多了解些對生產是很大的功勞啊。

3、安規的要求在PCB上的體現，保險絲的安規輸入到輸出距離3mm以上，保險絲帶型號需要印在PCB上。PCB的板材也有不同的安規要求，對應需要做的認證與***商溝通能否滿足要求。相應的認證編號需印到PCB上。初級到次級的距離8mm以上，Y電容注意選擇Y1還是Y2的，跨距也要求8mm以上，變壓器的初級與次級，用擋墻或者次級用三層絕緣線飛線等方法做爬電距離。

4、橋堆前L,N走線距離2.5mm以上，橋堆后高壓+，-距離2.5mm以上。走線為大電流回路先走，面積越小越好。信號線遠離大電流走線，避免干擾，IC信號檢測部分的濾波電容靠近IC，信號地與功率地分開走，星形接地，或者單點接地，最后匯總到大電容的“-”引腳，避免調試時信號受干擾，或者抗擾度出狀況。

5、IC方向，貼片元器件的方向，盡量放到整排整列，方便過波峰焊上錫，提高產線效率，避免陰影效應，連錫，虛焊等問題出現。

6、打AI的元器件需要根據相應的規則放置元器件，之前看過一個日本的PCB，焊盤做成水滴狀，AI元件的引腳剛好在水滴狀的焊盤上，漂亮。

7、PCB上的走線對輻射影響比較大，可以參考相關書籍。還有1種情況，PCB當單面板布線，弄完后，在頂層敷整塊銅皮接大電容地，抑制傳導和輻射很有效果。

8、布線時，還需要考慮雷擊，ESD時或其他干擾的電流路徑，會不會影響IC。

3開關電源調試

1、萬用表先測試主電流回路上的二極管，MOSFET，有沒有短路，有沒有裝反，變壓器的感量與漏感是否都有測試，變壓器同名端有沒有繞錯。

2、開始上電，我的習慣是先上100V的低壓，PWM沒有輸出。用示波器看VCC，PWM腳，VCC上升到啟動電壓，PWM沒有輸出。檢查各引腳的保護功能是否被觸發，或者參數不對。找不到問題，查看IC的上電時序圖，或者IC的datasheet里面IC啟動的條件。示波器使用時需注意，3芯插頭的地線要拔掉，不拔掉的話最好采用隔離探頭掛波形，要不怎么炸機的都不知道。用2個以上的探頭時，2根探頭的COM端接同1個點，避免影響電路，或者夾錯位置燒東西。

3、IC啟動問題解決了，PWM有輸出，發現啟動時變壓器嘯叫。掛MOSFET的電流波形，或者看Isense腳底波形是否是三角波，有可能是飽和波形，有可能是方波。需重新核算ΔB，還有種情況，VCC繞組與主繞組繞錯位置。也有輸出短路的情況，還有RCD吸收部分的問題，甚至還碰到過TVS壞了短路的情況。

4、輸出有了，但是輸出電壓不對，或者高了，或者低了。這個需要判斷是初級到問題，還是次級的問題。掛輸出二極管電壓電流波形，是否是正常的反激波形，波形不對，估計就是同名端反了。檢查光耦是否損壞，光耦正常，采用穩壓管+1K電阻替換431的位置，即可判斷輸出反饋431部分，或者恒流，或者過載保護等保護的動作。常見問題，光耦腳位畫錯，導致反饋到不了前級。431封裝弄錯，一般431的封裝有2種，腳位有鏡像了的。同名端的問題會導致輸出電壓不對。

5、輸出電壓正常了，但是不是精確的12V或者24V，這個時候一般采用2個電阻并聯的方式來調節到精確電壓。采樣電阻必須是1%或者0.5%。

6、輸出能帶載了，帶滿載變壓器有響聲，輸出電壓紋波大。掛PWM波形，是否有大小波或者開幾十個周期，停幾十個周期，這樣的情況調節環路。431上的C與RC，現在的很多IC內部都已經集成了補償，環路都比較好調整。環路調節沒有效果，可以計算下電感感量太大或者太小，也可以重新核算Isense電阻，是否IC已經認為Isense電阻電壓較小，IC工作在brust mode?？梢愿腎sense電阻阻值測試。

7、高低壓都能帶滿載了，波形也正常了。測試電源效率，輸入90V與264V時效率盡量做到一致(改占空比，匝比)，方便后續安規測試溫升。電源效率一般參考老機種效率，或者查能效等級里面的標準參考。

8、輸出紋波測試，一般都有要求用47uF+104,或者10uF+104電容測試。這個電解電容的容值影響紋波電壓，電容的高頻低阻特性（不同品牌和系列）也會影響紋波電壓。示波器測試紋波時探頭上用彈簧測試探頭測試可以避免干擾尖峰。輸出紋波搞不定的情況下，可以改容量，改電容的系列，甚至考慮采用固態電容。

9、輸出過流保護，客戶要求精度高的，要在次級放電流保護電路，要求精度不高的，一般初級做過流保護，大部分IC都有集成過流或者過功率保護。過流保護一般放大1.1-1.5倍輸出電流。最大輸出電流時，元器件的應力都需要測試，并留有余量。電流保護如增加反饋環路可以做成恒流模式，無反饋環路一般為打嗝保護模式。做好過流保護還需要測試滿載+電解電容的測試，客戶端有時提出的要求并未給出是否是容性負載，能帶多大的電容起機測試了后心里比較有底。

10、輸出過壓保護，穩定性要求高的客戶會要求放2個光耦，1個正常工作的，一個是做過壓保護的。無要求的，在VCC的輔助繞組處增加過壓保護電路，或者IC里面已經有集成的過壓保護，外圍器件很少。

11、過溫保護一般要看具體情況添加的，安規做高溫測試時對溫度都有要求，能滿足安規要求溫度都還可以，除非環境復雜或者異常情況，需要增加過溫保護電路。

12、啟動時間，一般要求為2S,或者3S內起機，都比較好做，待機功耗做到很低功率的方案，一般IC都考慮好了。沒有什么問題。

13、上升時間和過沖，這個通過調節軟啟動和環路響應實現。

14、負載調整率和線性調整率都是通過調節環路響應來實現。

15、保持時間，更改輸入大電容容量即可。

16、輸出短路保護，現在IC的短路保護越做越好，一般短路時，IC的VCC輔助繞組電壓低，IC靠啟動電阻供電，IC啟動后，Isense腳檢測過流會做短路保護，停止PWM輸出。一般在264V輸入時短路功率最大，短路功率控制住2W以內比較安全。短路時需要測試MOSFET的電流與電壓，并通過查看MOSFET的SOA圖（安全工作區）對應短路是否超出設計范圍。

17、空載起機后，輸出電壓跳。有可能是輕載時VCC的輔助繞組感應電壓低導致，增加VCC繞組匝數，還有可能是輸出反饋環路不穩定，需要更新環路參數。

18、帶載起機或者空載切重載時電壓起不來。重載時，VCC輔助繞組電壓高，需查看是否過壓，或者是過流保護動作。

還有變壓器設計時按照正常輸出帶載設計，導致重載或者過流保護前變壓器飽和。

19、元器件的應力都應測試，滿載、過載、異常測試時元器件應力都應有余量，余量大小看公司規定和成本考慮。性能測試與調試基本完成。調試時把自己想成是設計這顆IC的人，就能好好理解IC的工作情況并快速解決問題。這些全都按記憶寫的，有點亂，有些沒有記錄到，后續想到了再補上。

4EMC等測試之前

1、溫升測試，45℃烤箱環境，輸入90，264時變壓器磁芯，線包不超過110℃，PCB在130℃以內。其他的元器件具體值參考下安規要求，溫度最難整的一般都是變壓器。

2、絕緣耐壓測試DC500V，阻值大于100MΩ，初次級打AC3000V時間60S,小于10mA，產線量產可以打AC3600V,6S。建議采用直流電壓DC4242打耐壓。耐壓電流設置10mA，測試過程中測試儀器報警，要檢查初次級距離，初級到外殼，次級到外殼距離，能把測試室拉上窗簾更好，能快速找到放電的位置的電火花。

3、對地阻抗，一般要小于0.1Ω，測試條件電流40A。

4、ESD一般要求接觸4K,空氣8K，有個電阻電容模型問題。一般會把等級提高了打，打到最高的接觸8K,空氣15K。打ESD時，共模電感底下有放電針的話，放電針會放電。電源的ESD還會在散熱器與不同元器件之間打火，一般是距離問題和PCB的layout問題。打ESD打到15K把電源打壞就知道自己做的電源能抗多大的電壓，做安規認證時，心里有底。如果客戶有要求更高的電壓也知道怎么處理。參考EN61000-4-2。

5、EFT這個沒有出現過問題2KV。參考EN61000-4-4。

6、雷擊，差模1K，共模2K，采用壓敏14D471，有輸入大電解，走線沒有大問題基本PASS。碰到過雷擊不過的情況，小功率5W,10W的打掛了，采用能抗雷擊的電解電容。單極PFC做反激打掛了MOSFET,在輸入橋堆后加入二極管與電解電容串聯，電容吸收能量。LED電源打2K與4K的情況，4KV就要采用壓敏電阻+GDT的形式。參考EN61000-4-5。

EFT,ESD,SURGE有A,B,C等級。一般要A等級：干擾對電源無影響。

7、低溫起機。一般便宜的電源，溫度范圍是0-45℃，貴的，工業類，或者LED什么的有要求-40℃-60℃，甚至到85℃。-40℃的時候輸入NTC增大了N倍，輸入電解電容明顯不夠用了，ESR很大，還有PFC如果用500V的MOSFET也是有點危險的（低溫時MOSFET的耐壓值變低）。之前碰到過90V輸入的時候輸出電壓跳，或者是LED閃幾次才正常起來。增加輸入電容容量，改小NTC,增加VCC電容，軟啟動時間加長，初級限流（輸入容量不夠，導致電壓很低，電流很大，觸發保護）從1.2倍放大到1.5倍，IC的VCC繞組增加2T輔助電壓抬高；查找保護線路是否太極限，低溫被觸發（如PFC過壓易被觸發）。

5傳導整改

基本性能和安規基本問題解決掉，剩下個傳導和輻射問題。這個時候可以跟客戶談后續價格，自己優化下線路。跟安規工程師確認安規問題，跟產線的工程師確認后續PCB上元器件是否需要做位置的更改，產線是否方便操作等問題?；蛘哂写駻I，過回流焊波峰焊的問題，及時對元器件調整。

1、傳導和輻射測試大家看得比較多，論壇里面也講的多，實際上這個是個砸錢的事情。砸錢砸多了，自然就會了，整改也就快了。能改的地方就那么幾個。

1、這個里面看不見的，特別重要的就算是PCB了，有厲害的可以找到PCB上的線，割斷，換個走線方式就可以搞掉3個dB,余量就有了。

2、一般看到筆記本電源適配器，接電腦的部分就有個很丑的砣，這個就是個EMI濾波器，從適配器出線的部分到筆記本電腦這么長的距離，可以看成是1條天線，增加一個濾波器，就可以濾除損耗。所以一般開關電源的輸出端有一個濾波電感，效果也是一樣的。

3、輸入濾波電感，功率小的，UU型很好用，功率大的基本用環型和ET型。公司有傳導實驗室或者傳導儀器的倒是可以有想法了就去折騰下。要是要去第三方實驗室的就比較痛苦了，光整改材料都要帶一堆。濾波電感用高導的10K材料比較好，對傳導輻射抑制效果都不錯，如果傳導差的話，可以改12K,15K的，輻射差的話可以改5K,7K的材質。

4、輸入X電容，能用小就用小，主要是占地方。這個要配合濾波電感調整的。

5、Y電容，初次級沒有裝Y電容，或者Y電容很小的話一般從150K-30M都是飄的，或者飛出限值了的，裝個471-222就差不多了。Y電容的接法直接影響傳導與輻射的測試數據，一般為初級地接次級的地，也有初級高壓，接次級地，或者放2個Y電容初級高壓和初級地都接次級的地，沒有調好之前誰也說不準的。Y電容上串磁珠，對10MHz以上有效果，但也不全是。每個人調試傳導輻射的方法和方式都有差異機種也不同，問題也不同，所以也許我的方法只適合我自己用。無Y方案大部分是靠改變變壓器來做的，而且功率不好做大。

6、MOSFET吸收，DS直接頂多能接個221，要不溫度就太高了，一般47pF，100pF。RCD吸收，可以在C上串個10-47Ω電阻吸收尖峰。還可以在D上串10-100Ω的電阻，MOSFET的驅動電阻也可以改為100Ω以內。

7、輸出二極管的吸收，一般采用RC吸收足夠了。

8、變壓器，變壓器有銅箔屏蔽和線屏蔽，銅箔屏蔽對傳導效果好，線屏蔽對輻射效果好。至于初包次，次包初，還有些其他的繞法都是為了好過傳導輻射。

9、對于PFC做反激電源的，輸入部分還需要增加差模電感。一般用棒形電感，或者鐵粉芯的黃白環做。

10、整改傳導的時候在10-30MHz部分盡量壓低到有15-20dB余量，那樣輻射比較好整改。

開關頻率一般在65KHz，看傳導的時候可以看到65K的倍頻位置，一般都有很高的值。總之：傳導的現象可以看成是功率器件的開關引起的振蕩在輸入線上被放大了顯示出來，避免振蕩信號出去就要避免高頻振蕩，或者把高頻振蕩吸收掉，損耗掉，以至于顯示出來的時候不超標。

6輻射整改

1、PCB的走線按照布線規則來做即可。當PCB有空間的時候可以放2個Y電容的位置：初級大電容的+到次級地；初級大電容-到次級地，整改輻射的時候可以調整。

2、對于2芯輸入的，Y電容除了上述接法還可以在L,N輸入端，保險絲之后接成Y型，再接次級的地，3芯輸入時，Y電容可以從輸入輸出地接到輸入大地來測試。

3、磁珠在輻射中間很重要，以前用過的材料是K5A,K5C，磁珠的阻抗曲線與磁芯大小和尺寸有關。如圖所示，不同的磁珠對不同的頻率阻抗曲線不同。但是都是把高頻雜波損耗掉，成了熱量（30MHz-500MHz）。一般MOSFET,輸出二極管，RCD吸收的D，橋堆，Y電容都可以套磁珠來做測試。

4、輸入共模電感：如果是2級濾波，第一級的濾波電感可以考慮用0.5-5mH左右的感量，蝶形繞法，5K-10K材質繞制，第一級對輻射壓制效果好。如果是3芯輸入，可以在輸入端進線處用三層絕緣線在K5A等同材質繞3-10圈，效果巨好。

5、輸出共模電感，一般采用高導磁芯5K-10K的材料，特殊情況輻射搞不定也可以改為K5A等同材質。

6、MOSFET，漏極上串入磁珠，輸入電阻加大，DS直接并聯22-220pF高壓瓷片電容可以改善輻射能量，也可以換不同電流值的MOS，或者不同品牌的MOSFET測試。

7、輸出二極管，二極管上套磁珠可以改善輻射能量。二極管上的RC吸收也對輻射有影響。也可以換不同電流值來測試，或者更換品牌

8、RCD吸收，C更改容量，R改阻值，D可以用FR107，FR207改為慢管，但是需要注意慢管的溫度。RCD里面的C可以串小阻值電阻。

9、VCC的繞組上也有二極管，這個二極管也對輻射影響大，一般采取套磁珠，或者將二極管改為1N4007或者其他的慢管。

10、最關鍵的變壓器。能少加屏蔽就少加屏蔽，沒辦法的情況也只能改變壓器了。變壓器里面的銅箔屏蔽對輻射影響大，線屏蔽是最有效果的。一般改不動的時候才去改變壓器。

11、輻射整改時的效率。套滿磁珠的電源先做測試，PASS的情況，再逐個剪掉磁珠。fail的情況，在輸入輸出端來套磁環，判斷輻射信號是從輸入還是輸出發射出來的。套了磁環還是fail的話，證明輻射能量是從板子上出來的。這個時候要找實驗室的兄弟搞個探頭來測試，看看是哪個元器件輻射的能量最大，哪個原件在超出限值的頻率點能量最高，再對對應的元件整改。輻射的現象可以看成是功率器件在高速開關情況下，寄生參數引起的振蕩在不同的天線上發射出去，被天線接收放大了顯示出來，避免振蕩信號出去就要避免高頻振蕩，改變振蕩頻率或者把高頻振蕩吸收掉，損耗掉，以至于顯示出來值的時候不超標。磁珠的運用有個需要注意的地方，套住MOSFET的時候，MOSFET最好是要打K腳，套入磁珠后點膠固定，如果磁珠松動，可能導電引起MOSFET短路。有空間的情況下盡量采用帶線磁珠。

7PCB改版定型與試產

傳導輻射整改完成后，PCB可以定型了，最好按照生產的工藝要求來做改善，更新一版PCB，避免生產時碰到問題。

1、驗證電源的時刻到了，客戶要求，規格書。電源樣品拿給測試驗證組做測試驗證了。之前問題都解決了的話，驗證組是沒問題的，到時間拿報告就可以了。

2、準備小批量試產，走流程，準備物料，整理BOM與提供樣機給生產部同事。

3、準備做認證的材料（保險絲，MOSFET等元器件）與樣機以及做認證的關鍵元器件清單等文檔性材料。關鍵元器件清單里面的元件一般寫3個以上的***商。認證號一定要對準，錯了的話，后續審廠會有不必要的麻煩。剩下的都是一些基本的溝通問題了。

做認證時碰到過做認證的時候溫升超標了的，只能加導熱膠導出去。或者提高效率，把傳導與輻射的余量放小。這種問題一般是自己做測試時余量留得太少，很難碰到的。

4、一般認證2個月左右能拿到的。2個月的時間足夠把試產做好了。

5、試產問題：基本上都是要改大焊盤，插件的孔大小更改，絲印位置的更改等。

6、試產的測試按IPS和產線測試的規章制度完成。碰到過裸板耐壓打不過的，原因竟然是把裸板放在綠色的靜電皮上操作；也有是麥拉片折痕處貼的膠帶磨損了。

7、輸入有大電容的電源，需要要求測試的工序里面增加一條，測試完畢給大電容放電的一個操作流程。

8、試產完成后開個試產總結會，試產PASS，PCB可以開模了。量產基本上是不會找到研發工程師了，頂多就是替代料的事宜。

9、做完一個產品，給自己寫點總結什么的，其中的經驗教訓，或者是有點失敗的地方，或者是不同IC的特點。項目做多了，自然就會了。整個開發過程中都是一個團隊的協作，所以很厲害的工程師，溝通能力也是很強的，研發一個產品要跟很多部門打交道，技術類的書要看，技術問題也要探討，同時溝通與禮儀方面的知識也要學習，有這些前提條件，開發起來也就容易多了。

第三篇：基于SG3525的開關電源設計

引言

隨著電子技術的高速發展，電子設備的種類與日俱增。任何電子設備都離不開可靠的供電電源，對電源供電質量的要求也越來越高，而開關電源在效率、重量、體積等方面相對于傳統的晶體管線性電源具有顯著優勢。正是由于開關電源的這些特點，它在新興的電子設備中得到廣泛應用，已逐漸取代了連續控制式的線性電源。

圖1 功率主電路原理圖 功率主電路

本電源模塊采用半橋式功率逆變電路。如圖1 所示，三相交流電經EM I 濾波器濾波，大大減少了交流電源輸入的電磁干擾，同時防止開關電源產生的諧波串擾到輸入電源端。再經過橋式整流電路、濾波電路變成直流電壓加在P、N 兩點間。P、N 之間接入一個小容量、高耐壓的無感電容，起到高頻濾波的作用。半橋式功率變換電路與全橋式功率變換電路類似，只是其中兩個功率開關器件改由兩個容量相等的電容C1 和C2代替。在實際應用中為了提高電容的容量以及耐壓程度，C1 和C2 往往采用由多個等值電容并聯組成的電容組。C1、C2 的容量選值應盡可能大，以減小輸出電壓的紋波系數和低頻振蕩。由于對體積和重量的限制，C1和C2 的值不可能無限大，為使輸出電壓的紋波達到規定的要求，該電容值有一個計算公式 , 即：

式中，IL 為輸出負載電流，V L 為輸出負載電壓，V M 為輸入交流電壓幅值，f 為輸入交流電頻率，VU為輸出的紋波電壓值。

這是一個理論上的計算公式，得到的滿足要求的電容計算值比較大，實際取的電容應盡量大一些，由于輸出端電壓較小，也可以在二次整流濾波時加大電容，這樣折算到該公式的電容值也不小。C1 和C2 在這里實現了靜態時分壓，使V A= V in/2。

當VT1導通、VT2截止時，輸入電流方向為圖中虛線方向，向C2 充電，同時C1通過V T1 放電； 當V T 2 導通、V T 1 截止時，輸入電流方向為圖中實線方向，向C1 充電，同時C2 通過V T 2 放電。

當V T1 導通、V T 2 截止時，V T 2 兩端承受的電壓為輸入直流電壓V in。IGBT 的集-射極間并接RC 吸收網絡，降低開關管的開關應力，減小IGBT 關斷產生的尖峰電壓； 并聯二極管實現續流的作用。二次整流采用單相橋式整流電路，通過后續的LC 濾波電路，消除高頻紋波，減小輸出直流電壓的低頻振蕩。LC 濾波電路中的電容由多個高耐壓、大容量的電容并聯組成，以提高電源的可靠性，使輸出直流電壓更加平穩。

PWM 集成芯片SG3525 的功能特點

SG3525 是一款功能齊全、通用性強的單片集成PWM 芯片。它采用恒頻脈寬調制控制方案，適合于各種開關電源、斬波器的控制。其主要功能包括基準電壓產生電路、振蕩器、誤差放大器、PWM 比較器、欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、推拉輸出形式。SG3525 的基本外圍電路接線圖如圖2 所示。該芯片與其它同類型的芯片相比具有許多突出的特點。

圖2 SG3525 的基本外圍接線圖

（1）頻率可調，一般通過改變CT 和R T（見圖2）的值來調節PWM 波的輸出頻率，其頻率的計算公式為：

（2）死區時間可調，通過調節R D 即可改變死區時間的大小，防止逆變橋的上下橋臂直通。

（3）具有PWM 脈沖信號封鎖功能，當10 腳電壓高于2.5V 時，可及時封鎖脈沖輸出，防止出現過壓、過流、過熱故障時對電路產生危害。

（4）芯片內振蕩器工作頻率為100Hz～ 400kHz。設有引腳3 為同步端，為多個SG3525 聯用提供方便。

（5）具有軟啟動電路，比較器的反相輸入端即軟啟動控制端芯片的引腳8, 可外接軟啟動電容C。該電容器內部的基準電壓V ref由恒流源供電，達到2.5V 的時間t=（2.5V /50uA）C, 占空比由小到大（50%）變化。

（6）內置PWM（脈寬調制）鎖存器將比較器送來的置位信號鎖存，并將誤差放大器上的噪聲、振鈴及系統所有的跳動和振蕩信號消除。只有在下一個時鐘周期才能重新置位，系統的可靠性高。SG3525 的應用電路及工作原理

利用SG3525 建立的大功率直流開關電源控制電路如圖3 所示，下面主要介紹調壓和限流模塊。

圖3 SG3525 外圍控制電路

如圖3, 電壓反饋電路通過光電耦合器實現了強電輸出部分與弱電控制部分的隔離。光電耦合器采用的是Hp 4504, 當輸入端電流在0～ 4mA 之間的時候，輸入與輸出之間的電流傳遞比呈線性關系，設計的時候選擇合適的限流電阻，控制輸入端電流在0～ 3mA 之間變化。當輸出電壓U out升高時，光電耦合器的輸出端發射極電流I e 呈線性增大，使發射極電壓V e 增大，通過C2、C3、R

4、R 5 的濾波穩壓后輸入到引腳1 的V 1 也隨之增大。當V 1 增大時，經誤差放大9 腳電壓下降，比較器輸出的脈沖寬度變寬，11 和14 腳輸出的PWM 脈沖寬度反而變窄，從而使輸出電壓U out降低； 反之，當U out下降使1 腳電壓減小，9 腳電壓升高，11 和14 腳輸出的PWM 脈沖寬度變寬。總之，1 腳電壓V 1 的增大與減小反映了輸出電壓U out的上升與下降，最終都表現在11、14 腳輸出PWM 脈沖的寬窄變化上，以實現電路的自動穩壓調節。

利用光耦電流傳輸比的線性段，可以做到輸入輸出的線性變化，用在反饋電路當中，不僅降低了成本，而且使輸入與輸出隔離，同時在穩壓效果上也能與電壓傳感器相媲美，在實際應用當中，不失為一種可取的方法。

通過輸出端電流傳感器得到的電流采樣信號V i與給定的限流基準電壓U refi作比較，外接負載變化使輸出電流U out變化時，V i 也會相應的改變。當Iout增大使V i 大于V refi時，運算放大器L 1A 的輸出端V b 為低電平。此時，L 2A 的輸出端V 2 將被直接拉低為低電平，2腳相當于接地，輸出端11 和14 腳無脈沖輸出，開關電源出現“打嗝”現象，起到了限流作用。與此同時，輸出電流Iout減小使得V 2 再次被拉高，11 和14 腳恢復脈沖輸出，開關電源正常工作，以此達到輸出電流的動態平衡過程。

圖4 賽米控SKYPER32PRO 驅動模塊 IGBT 的驅動電路

IGBT 的觸發和關斷要求給其柵極和發射極之間加上正向和反向電壓，并且需要一定的動態驅動功率，才能保證IGBT 的及時觸發和關斷。

本電源的IGBT 驅動采用賽米控（Sem ik ron）SKYPER32PRO 驅動模塊。該控制核是一個半橋式驅動模塊，集驅動、內部隔離、電氣保護于一體。與同類型的產品相比，SKYPER32PRO 具有許多特點。

（1）采用具有雙向傳輸功能的脈沖變壓器，通過這種方法在原邊與副邊之間傳輸驅動信號和狀態信號，并將能量傳遞到副邊。

（2）該組件設計為即插即用，使用方便，并且已經進行了全面的電測試和溫度測試。

（3）采用單電源供電模式，同時對驅動橋臂的雙邊供電。

（4）具有短脈沖抑制功能，能自動修復由SG3525送出的雙路PWM 波，使波形更加平穩。

（5）具有VCE 監測、欠壓監測、欠壓復位和死區互鎖功能等。

樣機研制

主要技術指標：

輸入電壓： 三相AC380V ±5%

輸出電壓：DC220V ±2%

輸出電流： 50A

額定功率： 11kW

所得試驗樣機額定負載時的輸出波形如圖5（a）所示。由圖5（a）實際讀數可知，輸出電壓從0V 上升到220V 的響應時間為1s 左右，電源系統具有較快的響應速度。同時，由圖5（b）中的電壓波形局部放大圖可見，輸出電壓為220V 時，電壓波動在2V 左右，其最大電壓波動小于1%。

圖5 結論

利用SG3525 和SKYPER32PRO 的強大功能設計了一臺11kW、220V 的直流開關電源。本電源設計簡單，調試方便，所需元器件較少，體積小，成本低。負載在全范圍內變化時，本電源均能夠保持良好的輸出性能。試驗數據表明指標滿足設計要求，輸出紋波系數控制在小于1% 的范圍內。

第四篇：基于SG3525的開關電源設計

基于SG3525的開關電源設計

摘要 介紹了SG3525芯片的內部結構，分析了其特性和工作原理，設計了一款基于SG3525可調占空比的推挽式DC／DC開關電源，給出了系統的電路設計方法以及主要單元電路的參數計算，并對該電源進行了性能測試。實驗表明，該電源具有效率高、輸出電壓穩定等優點。

關鍵詞 SG3525；高頻變壓器；PWM；開關電源

隨著電能變換技術的發展，功率MOSFET被廣泛應用于開關變換器中。為此，美國硅通用半導體公司(Silieon General)推出了SG3525，以用于驅動n溝道功率MOSFET。SG3525是電流控制型PWN控制器，可在其脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環和電流環雙環系統，因此，開關電源無論是電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器。介紹了由SG3525芯片為控制核心的500 W高頻開關電源模塊，該電源模塊可應用于車載逆變電源的前級升壓。SG3525的結構特性

SG3525脈寬調制控制器，不僅具有可調整的死區時間控制功能，而且還具有可編式軟起動，脈沖控制封鎖保護等功能。通過調節SG3525第5腳上CT的電容和第6腳RT上的電阻就可以改變輸出控制信號PWM的頻率，調節第9腳COMP的電壓可以改變輸出脈寬，這些功能可以改善開關電源的動態性能和簡化控制電路的設計。1．1 SG3525內部結構

SG3525的內部結構如圖1所示，由基準電壓調整器、振蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖控制電路、軟起動電路和輸出電路構成。

1．2 欠壓鎖定功能

基準電壓調整器的輸入電壓為15腳的輸入電壓VC，當VC低于8 V時，基準電壓調整器的輸出精度值就得不到保證，由于設置了欠壓鎖定電路，當出現欠壓時，欠壓鎖定器輸出一個高電平信號，再經過或非門輸出轉化為一個低電平信號輸出到T1和T5的基極，晶體管T1和T5關斷，SG3525的13腳輸出為VC，11腳和14腳無脈沖輸出，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失，變換器無電壓輸出，從而實現欠壓鎖定保護的目的。

1．3 系統故障關閉功能

集成控制器SG3525內部的T3晶體管基極經一個電阻連接10引腳。當系統過流時，過流保護保護電路將輸送給10腳一個高電平，由于T3基極與兩個或非門相連，故障信號產生的關閉過程與欠電壓鎖定過程類似。在電路中，過流保護環節還輸出一個信號到與門的輸入端，當出現過流信號時，檢測環節輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG3525的故障關閉功能一起構成雙重保護。1．4 軟起動功能

軟起動功能的實現主要由SG3525內部的晶體管T3、外接電容C3及鎖存器來實現的。當出現欠壓或者有過流故障時，欠壓鎖定器的高電平傳到T3晶體管基極，T3導通為8引腳的外接電容C3提供放電的途徑，C3經T3放電到零電壓后，限制了比較器的PWN脈沖電壓輸出，使PWN比較器輸出為高電平，PWM高電平經PWN鎖存器輸出至或非門仍為恒定的邏輯高電平，晶體管T1和T5關斷，封鎖輸出。當故障消除后，欠壓鎖定器輸出恢復為低電平正常值，T3截止，C3電容由50μA電流源緩慢充電，C3充電對PWM比較器和PWN鎖存器的輸出產生影響，同時對兩個或非門的輸出脈沖產生影響，其結果是使輸出脈沖由窄緩慢變寬，只有C3充電結束后，脈沖寬度不受C3充電的影響。這種軟起動方式，可使系統主回路電機及功率場效應管承受過大的沖擊浪涌電流。2 系統結構設計

電源輸入電壓是由12 V蓄電池提供，圖2是選用SG3525設計的DC／DC直流變換器原理圖。性能指標是：輸入電壓為DC 10～35 V，輸入額定電壓為12 V，輸出為360 V，額定功率為500 W。系統由SG3525產生兩路反向方波來控制MOSFET的導通與關閉，MOSFET驅動采用由8050和85 50構成圖騰柱輸出的直接推挽方式，增強了驅動能力。本設計在變壓器的中心抽頭加入12 V直流電壓，輸出部分采用橋式整流，在輸出點上有分壓電阻，將采樣到的電壓反饋到SG3525的1腳和9腳，以調節控制輸出方波占空比來穩定輸出電壓。采用推挽式功率變換電路，由于開關電源中的兩個開關管輪流交替工作，其輸出電壓波形對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度高、電壓輸出特性良好。推挽式變壓器開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，在輸入電壓低的情況下，仍能維持較大功率輸出。

2．1 控制及驅動電路設計

如圖2所示，電路以SG3525為控制芯片，外圍電路簡單。電路中的鋸齒波生成電路由RT、CT和內部電路組成，取CT=2．2 nF，RT=11kΩ，RD=220 Ω。根據f=1／[CT(0．7RT+3RD)]計算出振蕩器輸出頻率約54 kHz，PWM輸出頻率約為27 kHz。軟啟動電容接人端接一個4．7μF的軟啟動電容。只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。系統中的基準比較調節電路則由基準引腳Uref，同相輸入端及外圍電阻構成。2腳的電壓固定值為5．1 V。SG3525的1，2，9腳及其外圍電路構成了PI調節器，其輸出與5腳鋸齒波和軟啟動電容一起可控制PWM控制器以產生方波。它的輸出級11、14腳輸出兩路互補的PWM波，采用圖騰柱式結構，灌電流和拉電流最大可達400mA。

2．2 過流保護

如圖3所示，過流保護是通過在電壓輸出端串接一個0．33 Ω／5W的精密電阻作為電流檢測元件，再將其采樣到的信號輸送到線性光耦PC817中，假如流過采樣電阻的電流過大，將導致光耦的發光二極管導通，進而使光耦輸送給SG3525的腳10一個高電平，使得其11腳和14腳輸出的PWM波立即消失，開關管停止工作，變壓器無輸出，達到過流保護的目的。設計省去了傳統的電流檢測元件：電流互感器，采用線性光耦進行輸入和輸出的隔離，使電路結構簡單可靠，降低了誤報率。

2．3 變壓器設計

2．3．1 最大磁通變化選擇

對于大部分的鐵氧體材料，磁感應強度在±0．2T范圍內時，磁滯回線的變化可近似等于線性變化，如果超出了這個范圍，鐵氧體磁芯的磁滯回線就進入了彎曲部分，此時當開關管導通結束時，勵磁電流將會增大，線圈損耗不可避免的會增大。但是對于大多數鐵氧體來說，選擇峰值磁感應強度為0．2 T仍然很危險，因為當供電電壓或者負載快速變化時，如果誤差反饋放大器在某些開關周期內變化沒有這么快速的話，那么磁感應強度就會達到飽和值，進而損壞開關管，因此，選擇峰值磁感應強度為0.16T。2．3．2 磁芯選擇

假設變壓器效率為80％，窗口使用系數為0．4，當輸入電壓為最小值Vin(min)=10 V時，每個開關管在其半周期內的占空比最大，假設為0．8 T／2，則變壓器的磁芯

式中，Bmax為最大磁感應強度；f為變壓器工作頻率；Ae為變壓器磁芯的有效截面積；Ab為變壓器磁芯的窗口面積；Dcma為繞線電流密度，取500圓密爾每有效值安培。

選取的磁芯材料為PC40，磁芯型號為EE42／21／20，該磁芯的有效截面積Ae=2.35cm2，窗口面積Ab=2.75cm2，代人上式得PD=620.4W，遠大于設計目標500 W，所以選用該磁芯已經足夠。2．3．3 變壓器匝數的選擇

初級匝數NP可由法拉第定律得

／2時間內的磁通 變化。

取NP=2匝，次級繞組匝數

式中，Vin(min)為輸入電壓的最小值；T為周期；Ae為磁芯有效截面積；△B為0．8 T

2．4 輸出濾波器的設計 2．4．1 輸出電感的設計

在變壓器的繞制過程中，為減少漏感，要將初級繞組和次級繞組緊密耦合。

輸出電感不允許進入不連續工作模式，否則反饋環對負載變化的調節性能將嚴重下降，于是

經過實驗，取L0=4mH已經足夠，上式中L0、V0和T的單位分別為H、V、和s；Idc(min)為最小輸出電流；Io為額定輸出電流，單位均為A。

2．4．2 輸出電容的設計

輸出電容C0的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求，輸出紋波電壓由濾波電容的ESR的大小決定，紋波電壓峰峰值Vr為

式中，dI是所選的電感電流紋波的峰峰值。

另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內，其R0C0的值基本不變，范圍是50×10-6～80×10-6。因此C0可選為

／450 V的鋁電解電容。設計驗證

假設Vr=V0／5 000，dI=2Io／10，代入數據得C0≈310 μF，實際當中選用的是330 μF 參照以上分析所得到的參數設計了一款基于SG3525控制芯片的推挽式DC／DC直流升壓變換器，經過測試，滿載時，最大占空比接近0．5，電源效率為85％。圖4和圖5給出了電源正常工作時相關點的實測波形。結束語

集成開關電源芯片的應用克服了以往開關電源設計中外圍元件和輔助電路復雜等問題，使開關電源高效化、模塊化，縮短了研發周期。該設計方案適用于要求低電壓輸入，而輸出功率又比較大的場合。實驗證明，此結構的電源性能穩定，可靠性高，抗干擾能力強。

第五篇：開關電源設計思路及計算方法

本文開關電源工作原理是電子發燒友網開關電源工程師全力整理的原理分析，以豐富的開關電源案例分析，介紹單端正激式開關電源，自激式開關電源，推挽式開關電源、降壓式開關電源、升壓式開關電源和反轉式開關電源。

隨著全球對能源問題的重視，電子產品的耗能問題將愈來愈突出，如何降低其待機功耗，提高供電效率成為一個急待解決的問題。傳統的線性穩壓電源雖然電路結構簡單、工作可靠，但它存在著效率低（只有40% －50%）、體積大、銅鐵消耗量大，工作溫度高及調整范圍小等缺點。為了提高效率，人們研制出了開關式穩壓電源，它的效率可達85% 以上，穩壓范圍寬，除此之外，還具有穩壓精度高、不使用電源變壓器等特點，是一種較理想的穩壓電源。正因為如此，開關式穩壓電源已廣泛應用于各種電子設備中，本文對各類開關電源的工作原理作一闡述。

一、開關式穩壓電源的基本工作原理

開關式穩壓電源接控制方式分為調寬式和調頻式兩種，在實際的應用中，調寬式使用得較多，在目前開發和使用的開關電源集成電路中，絕大多數也為脈寬調制型。因此下面就主要介紹調寬式開關穩壓電源。

調寬式開關穩壓電源的基本原理可參見下圖。

對于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Ｕ?？捎晒接嬎悖碪o=Um×T1/T 式中Um為矩形脈沖最大電壓值；T為矩形脈沖周期；T1為矩形脈沖寬度。

從上式可以看出，當Um 與T 不變時，直流平均電壓Uo 將與脈沖寬度T1 成正比。這樣，只要我們設法使脈沖寬度隨穩壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達到穩定電壓的目的。

二、開關式穩壓電源的原理電路

1、基本電路

圖二 開關電源基本電路框圖

開關式穩壓電源的基本電路框圖如圖二所示。

交流電壓經整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電壓，該電壓進人高頻變換器被轉換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經整流濾波變為所需要的直流電壓。

控制電路為一脈沖寬度調制器，它主要由取樣器、比較器、振蕩器、脈寬調制及基準電壓等電路構成。這部分電路目前已集成化，制成了各種開關電源用集成電路?？刂齐娐酚脕碚{整高頻開關元件的開關時間比例，以達到穩定輸出電壓的目的。

２．單端反激式開關電源

單端反激式開關電源的典型電路如圖三所示。電路中所謂的單端是指高頻變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側。所謂的反激，是指當開關管VT1 導通時，高頻變壓器Ｔ初級繞組的感應電壓為上正下負，整流二極管VD1處于截止狀態，在初級繞組中儲存能量。當開關管VT1截止時，變壓器Ｔ初級繞組中存儲的能量，通過次級繞組及VD1 整流和電容Ｃ濾波后向負載輸出。

單端反激式開關電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20－100Ｗ，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調整率。唯一的缺點是輸出的紋波電壓較大，外特性差，適用于相對固定的負載。

單端反激式開關電源使用的開關管VT1 承受的最大反向電壓是電路工作電壓值的兩倍，工作頻率在20－200kHz之間。

３．單端正激式開關電源

單端正激式開關電源的典型電路如圖四所示。這種電路在形式上與單端反激式電路相似，但工作情形不同。當開關管VT1導通時，VD2也

導通，這時電網向負載傳送能量，濾波電感Ｌ儲存能量；當開關管VT1截止時，電感Ｌ通過續流二極管VD3 繼續向負載釋放能量。

在電路中還設有鉗位線圈與二極管VD2，它可以將開關管VT1的最高電壓限制在兩倍電源電壓之間。為滿足磁芯復位條件，即磁通建立和

復位時間應相等，所以電路中脈沖的占空比不能大于５０％。由于這種電路在開關管VT1導通時，通過變壓器向負載傳送能量，所以輸出功率范圍大，可輸出50－200 Ｗ的功率。電路使用的變壓器結構復雜，體積也較大，正因為這個原因，這種電路的實際應用較少。

４．自激式開關穩壓電源

自激式開關穩壓電源的典型電路如圖五所示。這是一種利用間歇振蕩電路組成的開關電源，也是目前廣泛使用的基本電源之一。

當接入電源后在R1給開關管VT1提供啟動電流，使VT1開始導通，其集電極電流Ic在L1中線性增長，在L2 中感應出使VT1 基極為正，發射極為負的正反饋電壓，使VT1 很快飽和。與此同時，感應電壓給C1充電，隨著C1充電電壓的增高，VT1基極電位逐漸變低，致使VT1退出飽和區，Ic 開始減小，在L2 中感應出使VT1 基極為負、發射極為正的電壓，使VT1 迅速截止，這時二極管VD1導通，高頻變壓器Ｔ初級繞組中的儲能釋放給負載。在VT1截止時，L2中沒有感應電壓，直流供電輸人電壓又經R1給C1反向充電，逐漸提高VT1基極電位，使其重新導通，再次翻轉達到飽和狀態，電路就這樣重復振蕩下去。這里就像單端反激式開關電源那樣，由變壓器Ｔ的次級繞組向負載輸出所需要的電壓。自激式開關電源中的開關管起著開關及振蕩的雙重作從，也省去了控制電路。電路中由于負載位于變壓器的次級且工作在反激狀態，具有輸人和輸出相互隔離的優點。這種電路不僅適用于大功率電源，亦適用于小功率電源。

５．推挽式開關電源

推挽式開關電源的典型電路如圖六所示。它屬于雙端式變換電路，高頻變壓器的磁芯工作在磁滯回線的兩側。電路使用兩個開關管VT1和VT2，兩個開關管在外激勵方波信號的控制下交替的導通與截止，在變壓器Ｔ次級統組得到方波電壓，經整流濾波變為所需要的直流電壓。

這種電路的優點是兩個開關管容易驅動，主要缺點是開關管的耐壓要達到兩倍電路峰值電壓。電路的輸出功率較大，一般在100-500 Ｗ范圍內。

６．降壓式開關電源

降壓式開關電源的典型電路如圖七所示。當開關管VT1 導通時，二極管VD1 截止，輸人的整流電壓經VT1和L向Ｃ充電，這一電流使電感Ｌ中的儲能增加。當開關管VT1截止時，電感Ｌ感應出左負右正的電壓，經負載RL和續流二極管VD1釋放電感Ｌ中存儲的能量，維持輸出直流電壓不變。電路輸出直流電壓的高低由加在VT1基極上的脈沖寬度確定。

這種電路使用元件少，它同下面介紹的另外兩種電路一樣，只需要利用電感、電容和二極管即可實現。

７．升壓式開關電源

升壓式開關電源的穩壓電路如圖八所示。當開關管 VT1 導通時，電感Ｌ儲存能量。當開關管VT1 截止時，電感Ｌ感應出左負右正的電壓，該電壓疊加在輸人電壓上，經二極管VD1向負載供電，使輸出電壓大于輸人電壓，形成升壓式開關電源。

８．反轉式開關電源

反轉式開關電源的典型電路如圖九所示。這種電路又稱為升降壓式開關電源。無論開關管VT1之前的脈動直流電壓高于或低于輸出端的穩定電壓，電路均能正常工作。

當開關管 VT1 導通時，電感L 儲存能量，二極管VD1 截止，負載RL靠電容C上次的充電電荷供電。當開關管VT1截止時，電感Ｌ中的電流繼續流通，并感應出上負下正的電壓，經二極管VD1向負載供電，同時給電容Ｃ充電。

以上介紹了脈沖寬度調制式開關穩壓電源的基本工作原理和各種電路類型，在實際應用中，會有各種各樣的實際控制電路，但無論怎樣，也都是在這些基礎上發展出來的。