第一篇：建筑機電類年度個人工作總結

個人工作總結

來到項目已有近一年半時間，而2010年對項目項目部來說是又是繁忙的一年。在這一年里基本上完成了線纜敷設及設備安裝、調試。在這個項目上工作，讓我我對弱電工程安防系統了有更進一步的了解，自己也有了一定的成長。在工作中總結一些經驗和教訓，向同事請教學習，思考工作方法和對各種問題的處理措施，努力提高工作效率。現本人把這一年以來的工作進行客觀總結。

D1樓在09年12月末開始交房，10年初增加維修工作。每日參加開發商與物業組織的返修會。對于用戶不懂的問題，給予解釋。做到不影響交房，不影響用戶使用，樹立公司良好形象。通過D1樓安防系統的調試學習，掌握設備的一些功能與操作。能把學習到的知識應用到D2、D3當中。D2、D3樓相繼交房，間隔時間短，增加工作多。在調試中各抒已見，積極思考，與同事積極配合，排除問題。把出現問題的設備寄回廠家維修。解決不了問題時，主動聯系廠家，幫助解決。同施工隊伍共同完成D2、D3設備的調試。

在與其它單位協調方面。曾把這種事情當成比較大困難，產生過消極情緒。曾未能積極面對，結果事倍功半。經過同事的指導，現已能認識到自己在此方面的一些不足，積極面對配合上出現的問題，找相關單位處理問題，最終解決。但是自己在與它人溝通上，依然有問題存在，仍需避免用自己喜歡的方式與自己喜歡的人交流、溝通。有時會憑以往經驗辦事，按以前的套路工作，形成定向思維。自己應該用心去體會，用腦去分析，靈活辦事。

每月能夠按時到地稅局報稅，不延誤。申請工程款后，會簽單需要近十個人簽字，雖然了解簽字流程，但是對每個單位會簽人工作時間仍把握不準。在會簽上仍需要提高會簽效率，及早提交給利比公司。付款證書下來后，按時交到公司申請稅金。稅金到帳后及時到地稅局代開發票并交給開發商。

深化設計時，與同事深入溝通，布好點位與此同時也會讓自己對圖紙更加了解。會簽圖紙時認真審閱，與裝飾單位多交流，做好溝通，為裝飾單位技術人員講解管線線路，避免產生管徑過小及漏點、漏線等問題。

俗話說編筐編簍，重在收口。接下來積極配合同事做好收尾工作，進一步提高工作效率，在工作時間內完成同事安排的工作。我會繼續努力，端正工作態度，調整好心態，多向同事匯報自己在工作中的思想和感受，要及時糾正和彌補自己的不足和缺陷。

第二篇：機電類畢業論文

天津科技大學2009屆本科生畢業論文 緒論

1.1 引言

隨著社會的進步，科技的發展，人們對能源的消耗與日俱增，因此，電力電子變換器的需求量也越來越大，特別是開關變換器。每臺計算機、電視、顯示器及幾乎所有的電能轉化為機械能的場合都需使用開關變換器。電力電子技術的發展帶動了電源技術的發展，而電源技術的發展又有效地促進了電源產業的發展。八十年代國內高頻開關電源只在個人計算機電視機等若干設備上得到應用。由于開關電源在重量、體積、用銅用鐵及能耗等方面都比線性電源和相控電源有顯著減少，而且對整機多相指標有良好影響，因此它的應用得到了推廣。近年來許多領域，例如電力系統、郵電通信、軍事裝備、交通設施、儀器儀表、工業設備、家用電器等都越來越多應用開關電源，取得了顯著效益。究其原因，是新的電子元器件、新電磁材料、新變換技術、新控制理論及新的軟件（簡稱五新）不斷地出現并應用到開關電源的緣故。五新使開關電源更上一層摟，達到了頻率高、效率高、功率密度高、功率因數高、可靠性高（簡稱五高）。有了五高，開關電源就有更強的競爭實力，應用也更為擴大，反過來又遇到更多問題和更實際的要求。這些問題和要求可歸納為以下五個方面：

（1）能否全面貫徹電磁兼容各項標準？（2）能否大規模穩定生產或快捷單件特殊生產?（3）能否組建大容量電源?（4）電氣額定值能否更高（如功率因數）或更低（如輸出電壓）?（5）能否使外形更加小型化、外形適應使用場所要求? 這五個問題是開關電源能否在更廣泛領域應用的關鍵，是五個挑戰。（簡稱五挑戰）把挑戰看成開關電源發展的動力和機遇，一向是電源科技工作者的態度。以功率因數為例，AC—DC開關電源或其他電子儀器輸入端產生功率因數下降問題，用什么辦法來解決?毫無疑問，利用開關電源本身的工作原理來解決開關電源應用中產生的問題是最積極的態度。實踐中，用DC—DC開關電源和有源功率因數校正的開關電源，（成本比單機增加20%）：成功解決了這個問題。

現在，又進一步發展成單級有功率因數校正的開關電源，（成本只增加5%）；在三相升壓式單開關整流器中減少諧波方法，有人采用注入六次諧波調脈寬控制，抑制住輸入電流的五次諧波，解決了電流諧波畸變率小于100k的要求。這樣的事例，不斷從近年發表的科研論文中反映出來。

開關電源干擾技術及防止電網污染技術以引起國內外專家注意。在21世紀，分布式電源系統的組成將強調“系統集成”、“電力電子封裝技術”等。現在新的器件(能低壓工作、降壓很小)陸續進入市場，因而可得到1V的低壓輸出和功率

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小到10mW的開關電源、功率密度達5—6W/cm3，為便攜裝置微型化提供了條件。現在可以用軟開關—PWM技術、印刷電路、折疊繞組變壓器，可以采用非晶、納米晶合金軟磁材料的鐵芯，小功率開關電源整機效率可達到90%，大功率電源可達到95%左右。開關頻率以20KHz為下限，幾

十、幾百倍的提高。體積設備、重量越來越顯著下降。外形也可以做成輕、薄、短、小。總之，電源再不是大、粗、笨的設備，而是精致、靈巧可設計成兼有“智慧”的裝置了。

九十年代以來，美國、德國等西方國家新建電廠和變電站已全部采用高頻開關電源，近幾年來，國內開關電源技術已經有了長足的進展，理論、研究、生產、應用等已有相當的成果或規模，采用了有效的均流技術和軟開關技術，如大家所熟悉的朝陽電源就是一種較為完善的開關電源，但是，現在的開關電源都是為郵電通訊系統設計的低電壓的模塊，像電力系統的操作電源所用的220V/110V的電源則研究較少，深圳華為公司的電源模塊有用于電力系統的智能型高頻開關電源，質量不錯，但是，它的三次和五次諧波較大，我們知道諧波對電網有危害作用，大量的諧波分量倒流入電網，造成對電網的諧波“污染”，一方面產生“二次效應”，即電流流過線路阻抗造成諧波電壓降，反過來使電網電壓也發生畸變；另一方面，會造成電路故障，使用電設備損壞。例如線路和配電變壓器過熱；諧波電流會引起電網LC諧振，或高次諧波電流流過電網的高壓電容，使之過流、過熱而爆炸；在三相電路中，中線流過三相三次諧波電流的疊加，使中線過流而損壞。另外，因為它沒有采用有源功率因數校正，功率因數較低，只達到0.9，如果采用有效的功率因數校正，功率因數可以達到0.99以上。

而今，電源制造業已成為非常重要的基礎產業，并廣泛應到農業、能源、交通、運輸、信息、航空、航天、航運、國防、教育和文化等領域，其發展趨勢為：繼續向高頻化、高效率、高功率密度化、低壓、大電流化和多元化方向發展。現有的電源主要分為線性穩壓電源和開關穩壓電源。它們的特點各異而被廣泛應用。線性穩壓電源的優點是穩定性好、可靠性高、輸出電壓精度高，輸出紋波電壓小，而它的缺點是重量體積大，電源效率低，一般不會超過50%。線性穩壓電源應用于對電源性能要求較高的場合。開關穩壓電源的優點是效率高、可靠性和穩定性較好、體積小、重量輕、對供電電網電壓的波動不敏感。開關穩壓電源存在輸出紋波電壓較高、瞬變響應較差、對電網和外部電子設備有電磁干擾等缺點。不過，隨著開關穩壓電源的發展，可以通過技術與工藝來克服其缺點。目前，在小功率電源中，除了對直流輸出電壓紋波要求極高的場合，開關電源已經全面取代了線性電源；而隨著開關電源的迅猛發展，在中大功率的電源中，開關電源也占據了越來越重要的地位。1.2 國內外研究現狀

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功率半導體器件是電力電子技術發展的龍頭，電力電子技術的進步必須依靠不斷推出新型電力電子器件，新型電力電子器件的發展帶動了電源的發展。隨著新器件、新材料、新工藝的推陳出新，電源技術的發展不斷創新，升級換代的電源產品不斷涌現。隨著電力電子設備的小型化，開關電源也向“輕、小、薄”方向發展，而高頻化是實現此方向的關鍵技術。電源高頻化最直接的優點就是降低損耗，系統小型化，加快系統的動態反應，提高效率，有效的抑制噪聲污染，并使電源應用于更為廣泛的高新技術領域。隨著電源工作頻率提高，開關電源出現了電磁干擾問題。而電器和電子設備或系統的數量及種類不斷增加，使得電磁環境日益復雜。

高頻、高效、低壓大電流化、標準化是開關電源主要的發展趨勢。隨著半導體工藝水平提高，芯片的最低啟動電壓將變為0.6V，但輸出電流將朝大電流方向發展。低電壓大電流高功率DC/DC（將一種直流電壓變換成另一種直流電壓的過程）變換技術，已經從3.3V降至1V左右，電流可達幾十安至幾百安。應用各種軟開關技術，可以大大地提高模塊在低輸出電壓時的效率，隨著器件性能的改善，電源效率即將達到92%（5V），90%（3.3V），87.5%（2V）。同時，開關電源的性能指標，如紋波、精度、久沖、過沖等技術也得到了進一步提高。日本TDK公司推出的新一代分布式隔離型DC/DC變換器，效率達到95％，功率密度達到236W/in。高頻化是開關電源縮小體積的重要技術，由于受到功率鐵氧體材料技術及功率器件性能的限制，我國的開關電源與歐美、日本等先進國家還有很大的差距，而且高頻化產生的新的問題還有待進一步解決，如開關損耗、無源元件損耗增大、高頻寄生參數及高頻電磁干擾增大等。

功率器件的發展是電源技術發展的基礎。隨著開關電源高頻化，功率半導體開關器件的寄生參數越來越不容被忽視，對其提出了更高的要求：耐壓高、電流大、導通電阻小，恢復速度快。由于金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）具有很快的開關速度，因此開關電源的開關頻率可以做得更高，電源體積更小，重量更輕，功率密度更大。目前較先進的MOSFET：電壓可達1200V，電流可達60A，頻率可達2MHz，導通電阻僅為0.1?。提高器件耐壓，同時減小導通電阻仍是今后MOSFET的主要研究方向。為了防止漏極耦合過來瞬態高壓對MOSFET柵極的沖擊，需在柵-源之間并接一個齊納二極管，但齊納二極管輸出阻抗較高，易產生自激振蕩，所以在齊納二極管與柵級之間串接一個小電阻（5~10?）來消除自激振蕩。為了減小變壓器漏感對MOSFET漏極沖擊的尖峰電壓，需在漏-源之間并接一個RC緩沖回路。同時，為了減小各種寄生參數對MOSFET的影響，在PCB設計時，盡量減短和加粗連接MOSFET柵、源、漏的導線，以減小導線的寄生電感，避免了寄生電感與寄生電容耦合產生自激振蕩而影響MOSFET的工作性能。介紹了一種新穎的超連接的MOSFET，其耐壓高達 3

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1100V，導通電阻低，約為54m?cm2，可減小系統的功率損耗，此MOSFET可應用于高耐壓范圍，已經商業化應用，是當今減小導通電阻的研究熱點。磁性元件作為開關電源中的功能元件，其體積、重量和損耗在整機中占據相當的比例。據統計，磁性元件的重量一般是變換器總重量的30%~40%，體積占總體積的20%~30%，對于模塊化設計的高頻開關電源，磁性元件體積、重量所占的比例還會更高。另外，磁性元件還是影響電源輸出動態性能和輸出紋波的一個重要因素。因此，要提高開關電源的功率密度、效率和輸出品質，就應減小磁性元件體積、重量及損耗。目前，市場上DC/DC開關電源中，頻率為300KHz左右的開關電源已經實用化，其頻率及性能都有待進一步提高。開關電源的發展與半導體及磁性元件等的發展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻磁性元件。開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，電磁干擾越來越嚴重，而且電源自身的可靠性也大為降低。因此，高頻化是開關電源的發展方向，但是高頻化后產生的許多新的問題必須期待解決。

開關電源技術發展趨勢可以歸納以下四點：

（1）小型化、薄型化、輕量化、高頻化，高頻化是開關電源的主要發展方向。（2）提高可靠性，提高集成度，增加保護功能，提高平均無故障時間。（3）隨著頻率提高，開關電源的噪聲隨之增大，降低噪聲也是高頻開關電源的研究方向。

（4）用計算機軟件進行輔助設計與控制，具有高效、高精度、高經濟性和高可靠性的優點，可以使開關電源具有最佳電路結構與最佳工作狀況。

開關電源高頻化的實現，與磁性元件和半導體功率器件的發展狀況有著密切的關系。高頻化，就得提高功率開關器件的速度，研制出高頻低損耗的磁芯，減小開關器件損耗。總體來說，隨著電力電子設備小型化趨勢，高頻化是開關電源未來的主要發展方向。1.3 本文的研究內容

開關電源是通過電路控制開關管進行高速的導通與截止，將直流電轉化為高頻率的交流電提供給變壓器進行變壓，從而產生所需要的一組或多組電壓。它由主電路和控制電路組成，主電路包括輸入EMI濾波電路、輸入整流濾波電路、DC-DC變換器、輸出整流濾波電路，控制電路包括控制電路、檢測電路、保護動作電路、及輔助電源等電路，其中DC-DC變換器是關鍵環節。輸入電網濾波器用來消除來自電網干擾，同時也防止開關電源產生的高頻噪聲向電網擴散。輸入整流濾波器將電網輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。變換器是把直流電壓變換成高頻交流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網隔離的作用。輸出整流濾波器將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓，同

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時還防止高頻噪聲對負載的干擾。控制電路則用來檢測輸出直流電壓，并將其與基準電壓比較，進行放大，調制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩定。保護電路是在開關電源發生過電壓、過電流短路時，保護電路使開關電源停止工作以保護負載和電源本身。

本課題的技術參數如下：輸入為AC176~264V/50Hz，輸出為DC50W/12V，輸出紋波<50mV。由技術指標知道，主電路不適合采用單端正激或單端反激式拓撲結構，結合實際情況，選擇變換器的拓撲結構為推挽式，控制方式采用的脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）。由于是AC/DC開關電源，所以必須設計輸入整流濾波電路與輸出整流濾波電路。設計中輸入整流濾波可選擇橋式整流、電容濾波電路，而輸出整流濾波可選擇全波整流、LC整流濾波電路。根據需要，本系統選用UC3825作為控制芯片，組成一個雙閉環控制系統，內環是電流反饋模式控制，外環是電壓反饋模式控制。另外，本系統還將考慮EMI濾波問題。

本文研究的是小功率的高頻開關電源，符合開關電源的發展方向，有助于國內開關電源的發展。論文通過理論聯系實際，通過高頻開關電源的設計與實驗，把理論知識應用于實際工程中，培養了科研能力和創新意識。高頻開關電源的工作原理

2.1 基本原理

高頻開關電源是將交流輸入（單相或三相）電壓變成所需的直流電壓的裝置。基本的隔離式高頻開關電源的原理框圖如圖2-1所示，高頻開關電源主要由輸入電網濾波器、輸入整流濾波器、高頻變換器、輸出整流濾波器、控制電路、保護電路、輔助電源等幾部分組成。其基本原理是：交流輸入電壓經電網濾波、整流濾波得到一直流電壓，通過高頻變換器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經高頻變壓器隔離變換，輸出所需的高頻交流電壓，最后經過輸出整流濾波電路，將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的高質量、高品質的直流電壓。

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ACEMI濾波器高頻變換器高頻變壓器DC整流濾波高頻整流濾波輸出輔助電源PWM調制器控制電路誤差比較放大器基準電壓電壓電流取樣電路保護電路

圖2-1 開關電源原理方框圖

按電力電子習慣稱謂：AC-DC稱為整流，DC-AC稱為逆變，AC-AC稱為交流-交流直接變頻，DC-DC稱為直流-直流變換。廣義地說，凡是用半導體功率器件作為開關，將一種電源形態轉變成為另一形態的主電路都叫做開關變換器電路。開關電源就是通過電路控制開關管進行高速的導通與截止，將直流電轉化為高頻率的交流電提供給變壓器進行變壓，從而產生所需要的一組或多組電壓。開關電源主要包括輸入電網濾波器、輸入整流濾波器、變換器、輸出整流濾波器、控制電路、保護電路。它們的功能是：

1．輸入電網濾波器：消除來自電網，如電動機的啟動、電器的開關、雷擊等產生的干擾，同時也防止開關電源產生的高頻噪聲向電網擴散。

2．輸入整流濾波器：將電網輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。

3．變換器：是開關電源的關鍵部分。它把直流電壓變換成高頻交流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網隔離的作用。

4．輸出整流濾波器：將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓，同時還防止高頻噪聲對負載的干擾。

5．控制電路：檢測輸出直流電壓，并將其與基準電壓比較，進行放大。調制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩定。

6．保護電路：當開關電源發生過電壓、過電流短路時，保護電路使開關電源停止工作以保護負載和電源本身。2.2 高頻開關變換器結構及工作原理

開關變換器可以從不同的角度進行分類，總體可分為降壓式、升壓式及輸出極性反轉式三大類。DC-DC變換器分為兩類，即基本變換器和帶變壓隔離器型的變換器，變換器的主要功能是變壓，至于是否隔離，則根據實際需要。帶變壓

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隔離器的變換器的拓撲結構是從基本的變換器的拓撲結構演變而來的，按工作方式可分為：單端正激、單端反激、推挽式、半橋式和全橋式，其中正激與反激又稱為單端式變換器，推挽、半橋與全橋又稱為多端式變換器。

隔離式直流開關變換器分為如下的幾種：

1、單端反激型開關電源變換器

圖2-2所示為單端反激型開關電源的主回路，當功率晶體管T導通時，高頻變壓器的原邊電壓等于輸入電源電壓U，其極性為上正下負。與之對應的高頻變壓器副邊電壓為上負下正，此時整流二極管D承受的是反向偏置電壓，故不導通。負載RL上的電流是靠輸出電容Co的放電電流來提供，此時，高頻變壓器將電能變為磁能儲存起來，而在晶體管受控截止時，高頻變壓器原、副邊電壓極性改變。整流二極管D（和反相型開關電源中的續流二極管相對應）由反偏變為正偏導通，高頻變壓器就將原先儲存的磁能變為電能，通過整流二極管向負載供電和向輸出電容Co充電。此電路的整流二極管D是在功率晶體管截止時才導通的。故稱此電路為反激型電路。

TViDCoRLVo

圖2-2 單端反激型開關電源的主回路

2、單端正激型開關電源變換器

圖2-3所示為單端正激型開關電源的主回路。當功率晶體管T導通時，整流二極管Dl也同時導通。輸入電能通過整流二極管Dl傳遞給負載，同時將部分能量儲存在輸出回路（即高頻變壓器副邊回路）中的儲能電感L中，故這種開關電源稱為單端正激型開關電源。當功率晶體管T截止時，電感L中的儲能流經負載并通過二極管D2續流釋放。

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TViD1D2L+CoRLVo-圖2-3 單端正激型開關電源的主回路

3、多端式變換器

多端式變換器的主要回路最基本的有以下三種：推挽、半橋、全橋。如圖2-4所示：

a、推挽式開關電源主回路

VT3ViD1LVoCoD2VT4

b、半橋式開關電源主回路

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VT1VT3D1LViVoCoVT2D2VT4

c、全橋式開關電源主回路 圖2-4 三種多端式變換器

下面以推挽式變換器為例說明其工作原理。

推挽式變換器主回路電路圖如圖2-4（a）所示。電路中兩個晶體管Tr1、Tr2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端，此電路可以看成完全對稱的兩個單端正激變換器組成。D3、D4為輸出整流二極管，L、C為輸出整流濾波電感、電容。控制電路讓晶體管Tr1、Tr2交替導通與關斷，其間存在一定的死區時間。當晶體管Tr2導通時，Vs加在繞組線圈Np2上，所有帶“2”的同銘端都為正極，通過變壓器的耦合作用，晶體管Tr1的集-射極之間承受2Vs電壓。副邊繞組Ns1上正下負，整流二極管D4反偏截止，D3正偏導通，電流經過D3、L傳遞至負載Ro。當Tr2關斷，而Tr1仍未導通時，整流二極管D3中電流逐漸減小，D4中電流逐漸增大，直到兩二極管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作是短路，兩晶體管承受電源電壓Vs，輸出功率由輸出電容提供。當晶體管Tr1導通時，Vs加在繞組線圈Np1上，所有帶“2”的同銘端為負，繞組線圈另一端為正。晶體管Tr2的集電極承受2Vs的電壓，副邊繞組線圈Ns2下正上負，二極管D3反偏截止，D4正偏導通，電流經電感L流至負載Ro。Tr1關斷，Tr2仍未導通時，整流二極管D4中電流逐漸減小，D3中電流逐漸增大，直到兩二極管中電流相等（忽略變壓器激磁電流影響），此時變壓器可以看作短路，兩晶體管承受電源電壓Vs，輸出功率由輸出電容提供。2.5 小結

由以上分析知單端正/反激拓撲結構電路非常簡單，驅動電路也很簡單，成本很低，可靠性高，但是其缺點更為顯著：變壓器單向勵磁，利用率很低。單端正激拓撲結構輸出中有較大紋波電壓，限制了功率的增大，通常只能用在150W以下，而且只能在電壓和負載調整率不高的場合使用。單端正激與同容量的單端反激相比，銅損較小，紋波小，而且開關管的峰值電流較低，功率范圍也比單端反激大。相對于單端正激與單端反激拓撲結構，推挽式拓撲結構雖然電路結構及

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驅動電路稍微復雜一點外，其優勢更為明顯，變壓器是雙向勵磁，利用率高，可以提高效率，可靠性也較高，其功率范圍為幾百瓦到幾千瓦，適用于中小功率的開關電源。

本文由于初定指標及紋波電壓、效率等要求，單端反激及單端正激式拓撲結構都不太適合，結合實際的情況，選擇了推挽式拓撲結構。雖然推挽式拓撲有偏磁問題，但是實驗中可以通過一些技術手段來解決，如磁芯加氣隙、初級繞組增加電阻（＜0.25?）、使用MOSFET功率開關管及采用電流模式拓撲等。高頻開關電源的分析方法

3.1 推挽式變換器

圖3-1 推挽式變換器主回路電路圖

推挽式變換器主回路電路圖如圖2-5所示。電路中兩個晶體管Tr1、Tr2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端，此電路可以看成完全對稱的兩個單端正激變換器組成。D3、D4為輸出整流二極管，L、C為輸出整流濾波電感、電容。控制電路讓晶體管Tr1、Tr2交替導通與關斷，其間存在一定的死區時間。當晶體管Tr2導通時，Vs加在繞組線圈Np2上，所有帶“2”的同銘端都為正極，通過變壓器的耦合作用，晶體管Tr1的集-射極之間承受2Vs電壓。副邊繞組Ns1上正下負，整流二極管D4反偏截止，D3正偏導通，電流經過D3、L傳遞至負載Ro。當Tr2關斷，而Tr1仍未導通時，整流二極管D3中電流逐漸減小，D4中電流逐漸增大，直到兩二極管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作是短路，兩晶體管承受電源電壓Vs，輸出功率由輸出電容提供。當晶體管Tr1導通時，Vs加在繞組線圈Np1上，所有帶“2”的同名端為負，繞組線圈另一端為正。晶體管Tr2的集電極承受2Vs的電壓，副邊繞組線圈Ns2下正上負，二極管D3反偏截止，D4正偏導通，電流經電感L流至負載Ro。Tr1 10

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關斷，Tr2仍未導通時，整流二極管D4中電流逐漸減小，D3中電流逐漸增大，直到兩二極管中電流相等（忽略變壓器激磁電流影響），此時變壓器可以看作短路，兩晶體管承受電源電壓Vs，輸出功率由輸出電容提供。

推挽變換器的主要波形如圖2-6所示，其中Vg1為晶體管Tr1的驅動波形，Vg2為晶體管Tr2的驅動波形，VDS1為晶體管Tr1的漏-源電壓，VDS2為晶體管Tr2的漏—源電壓，iL為輸出電感中電流波形，VNS為變壓器次級線圈電壓波形。

圖3-2 推挽式變換器主回路主要波形圖

天津科技大學2009屆本科生畢業論文 高頻開關電源主電路設計

4.1 高頻變壓器的設計 4.1.1 概述

在前面的章節我們已經分析了幾種常用的變換器，它們可以完成直流電壓的變換，但是，它們實際上存在著轉換功能上的局限性，例如，輸入輸出不隔離，輸入輸出電壓比或電流比不能過大以及無法實現多路輸出等。這些局限只能通過變壓隔離器來克服。高頻變壓器在電路中，主要起隔離和降壓的作用。理想的變壓隔離器有如下的特征：

（1）從輸入到輸出能夠通過所有的信號的頻率，即從理想的直流到不理想的直流都能變換；

（2）變換時可不考慮能量損耗；（3）能使輸入輸出之間完全隔離；

（4）變換中，無論從原邊到副邊，或副邊到原邊，都是一樣方便有效。4.1.2 變壓器的設計步驟

高頻變壓器作為能量傳送、升降壓及電氣隔離的磁性元件，在開關電源中非常重要。其性能好壞不僅關系到變壓器本身的效率、發熱等問題，而且將決定著整個逆變器的技術性能,甚至導致功率管的損壞和逆變失敗。為此，選用高導磁率合金材料的磁芯是合適的，而且磁芯不帶氣隙。具體設計步驟如下：

1、選擇鐵芯型號

2、選擇最佳磁感應強度

3、線圈匝數計算 4.1.3 變壓器設計的幾個問題

1、階梯飽和

由于兩個功率管存儲時間不同或輸出整流二極管正向電壓的不同，會引起在變壓器原邊繞組所受的正向和反向伏秒值不平衡，這個不平衡造成某運行周期變壓器鐵芯的磁感應強度階梯式趨向飽和。

2、瞬時飽和效應

假設有一對功率管在飽和點附近工作，如果負載瞬時增加，控制電路使脈沖寬度快速增加，以補償損耗和增加電流，這樣，鐵芯出現單向飽和，一對功率管可能流過突發性的過電流。如果功率管有獨立的、快速反應的限流裝置，那么觸發脈沖能在過電流造成危害之前消失，電源裝置就可避免損壞。但這并不是一個好的解決辦法。如果減少放大器放大倍數使輸出

電壓的擺動幅度小，使每個周期只允許增加脈沖少量的脈沖寬度，則有可能防止過度飽和。這種方法會使電路的瞬態響應稍稍變差。

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3、趨膚效應

導線流過高頻電流時，只在導線表皮流過，稱為趨膚效應(Skin effect)。由于趨膚效應使得導線有效面積減少，電流密度有所提高，引起銅耗增加，效率下降。當導線流過突變電流時，產生磁力線，磁力線引起渦流，渦流的方向加大了導線表面的電流，抵消中心線的電流，使得電流只在導線的面流動，中心則無電流，這種效果時導線本身的電流產生的。為了解決這個問題，我們可以用多股導線纏繞在一起來饒制高頻變壓器，這樣就可以避免趨附效應。4.1.4 變壓器電磁干擾的抑制

變壓器產生的瞬變干擾可能傳導和輻射到負載上，而且還返回到電源配電系統。當電源電壓通過零點改變極性時，非線性磁滯回線特性使不同數量的剩余磁通殘留在變壓器鐵芯中。這種情況往往增加了剩磁通而使鐵芯飽和，因而導致了電流過流。磁化電流的瞬變，即傳導性電磁干擾，既影響到變壓器的次級，而且也返回到配電系統。對于變壓器所產生的傳導、輻射干擾，有如下的措施：

（1）選擇高導磁通的鐵芯材料，減少變壓器漏磁通；（2）變壓器采取靜電屏蔽措施；

（3）靜電屏蔽的目的是使變壓器初次級繞組間的電容減到最少，并且對共模噪聲提供一個低阻抗的對地通路；

（4）在變壓器的外圍中部做一短路環，以抵消變壓器的漏磁通；（5）減小鐵芯中磁通密度將會使雜散磁場的幅度大約按磁通密度的平方而減小。這樣做雖然變壓器的體積增大了，但卻有利于減小電磁干擾和散熱，比屏蔽變壓器更為經濟有效。

4.1.5 變壓器磁芯選擇與參數的設計

功率鐵氧體材料，在高頻下具有很高的電阻率，所以渦流損耗低、價格低，是高頻變壓器的首選材料。本文轉換頻率為500KHz，由于開關頻率很高，而且開關電源功率不大，為了減小電磁干擾，所以選用罐型磁芯，根據實際情況，選用選擇型號為G22/13磁芯，其性能相當于PC50。

本設計選擇的推挽拓撲如圖2-2-3所示，它是由帶兩個初級繞組及兩個次級繞組的變壓器構成，使用兩個幅值相等、脈寬可調、相位相差180°的脈沖驅動開關管來控制變壓器初級繞組的導通與關斷。

（1）變壓器次級繞組電壓Us：整流二極管選用肖特基二極管6N80，其最大正向壓降為0.85V，考慮濾波電感及變壓器次級繞組的壓降約為0.15V，所以變壓器次級繞組電壓：

Us?Uo?0.85?0.15?13?V?

（4-1-1）（2）計算變壓器的輸入功率Pin：令變壓器的轉換效率?=98%，將各參數代

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入下式中可得：

Pin?1?1 Po?Us?Io??13?4?53.1(W)

（4-1-2）??0.981（3）磁芯大小的選擇：高頻變壓器最常用的設計方法有兩種：面積乘積法（AP法）和幾何參數法（Kg法）。AP法是先求出磁芯窗口面積Aw與磁芯有效截面積Ae的乘積AP，再根據AP值，查表得出所需要的磁性材料。Kg法是先求出幾何參數，查表得出磁芯編號，再進行設計。本設計選用AP法進行變壓器設計，其計算公式如下：

?Pin?104?AP?AeAw???240Kf??1.58?Khf?Kef?20.66?

（4-1-3）

其中：

Ae—磁芯有效截面積(cm2)

Aw—磁芯窗口面積(cm2)

K—繞制系數，推挽式拓撲約為0.14 f—變壓器工作頻率(Hz)Kh—磁滯損耗系數，推挽拓撲約為10?5 Ke—渦流損耗系數，取值4310?10 Pin—變壓器的輸入功率

將各已知參數代入（4-1-3）式中，得：

??53.1?104AP??3??240?0.14?500?10?

表4-1 罐型磁芯規格表

1.58?10?5?500?103?4?10?10?(500?103)2??0.66?920(mm4)

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根據計算結果，由管型磁芯規格表可以選擇型號G22/13磁芯。其有效截面 積、窗口面積、面積乘積及體積分別為：

(mm4)

Ve?2000Ae?63.5(mm2)

Aw?29.7(mm2)

AP?1089(mm3)則：

Le?Ve ?31.5(mm)

（4-1-4）Ae因PC50工作磁通密度B在0.1T時，頻率為500KHz時，其損耗約為600mW/cm3，則磁芯的損耗為：

Pfe?600mWcm3?2000?10?3?1.2(W)

（4-1-5）（4）變壓器初次級繞組匝數比N：

N?2DUin

（4-1-6）Us其中，D為單個開關管的占空比，是功率開關導通時間Ton與開關周期T的 比值：D?TonT。在推挽變換器中，在開關管轉換時，關斷延時使得兩晶體管共同導通，所以必須設置死區，讓整個占空比小于1，即每個開關管的占空比應小于0.5。取占空比D=0.35，按最壞條件下設計，即在輸入電壓最大情況下設計，所以匝比：

N?2?0.35?371?21:

1（4-1-7）12.6（5）初級繞組電流Ip：取變壓器效率?=98%，按變壓器最壞情況設計，所

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以：

Ip?Po??0.24(A)

（4-1-8）

Upmin?（6）確定初次級繞組匝數Np：

根據法拉第定律：Up?KffsNpBwAe

（4-1-9）式中，Kf—波形系數，有效值與平均值之比，正弦波時為4.44，方波時為4； ； Bw—工作磁通密度（T）Np—初級繞組匝數； Ae—磁芯有效截面積（m2）。

fs—開關工作頻率（Hz）所以Np?UpKffsBwAe

（4-1-10）

工作磁通密度Bw取0.1T，將各參數代入（4-1-10）式中，可得Np?38.8匝，取整數39匝。

（7）計算電流密度J：

J?Kj(AwAe)x

（4-1-11）式中，Kj—電流密度比例系數；

X—常數，由磁芯決定。

因罐型磁芯在常溫時，Kj?433，X??0.17。

J?433?(0.189)?0.17?575(A/cm2)

（8）計算初級繞組裸線的截面積Axp：

Axp?1

（4-1-12）J表4-2各種磁芯結構常數

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J為電流密度，等于575Acm2；在中心抽頭電路中，取I =0.707Ip。將各參數代入上式，得：Axp?0.000202(cm2)

考慮到集膚效應的影響，本設計選用的導線是多股漆包線并繞，漆包線的直徑d=0.15mm，查附錄1得，選用漆包線的截面積Sp?0.0177mm2，電阻系數?m?0.988。初級漆包線的股數n1?AxpSp?1.1股，取整2股。

6.6f在常溫20℃時,f=500kHz的穿透深度為：??由于??d?2?，所以可以使用單股導線。（9）計算初級繞組電阻Rp：

Rp?(MLT)Np?0.09(mm)

??cm（10）計算初級繞組線圈銅損： ?10?6?4.3?39?0.988?10?2?1.66(?)

（4-1-13）

Ppcu?I2Rp?0.1(W)

（4-1-14）（11）計算次級繞組匝數Ns（中心抽頭至兩端）：

Ns?2DNpUsUpmin

（4-1-15）

39?13?1.4匝，取整數2匝。247?2?0.35?（12）計算次級繞組裸線面積Axs：

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I?

（4-1-16）J式中，0.707?4?0.00492(cm2)I'?0.707Io，J?575Acm2，所以Axs?575與初級一樣，考慮到集膚效應，實驗所選用的導線是多股漆包線并繞而成，Axs?漆包線的直徑d?0.15mm，查附錄1得，選用漆包線的截面積Ss?0.0177mm2，電阻系數?m?0.988。

次級漆包線的股數n2?Axs?27.8股，取整28股。Ss（13）次級繞組電阻Rs：

Rs?(MLT)Ns??cm?10?6

（4-1-17）

?4.3?2?0.988?10?2?0.08?

（14）次級繞組銅耗

Pscu?IoRs?1.28(W)

（4-1-18）（15）所以變壓器銅耗（初次級）

Pcu?Ppcu?Pscu?1.38(W)

（4-1-19）（16）變壓器總損耗P?：

由于高頻中繞組線圈還會有交流損耗，如渦流損耗、寄生參數引起的損耗等，本文交流損耗的大小考慮為直流損耗的一半，即為0.69W。所以

1P??(1?)Pcu?Pfe?3.27(W)

（4-1-20）

2（17）計算輔助繞組

輔助繞組的作用是為控制芯片提供電壓。由于控制芯片UC3825的啟動電壓大于9V便可啟動，所以本文設計的輔助繞組與次級一樣，同為一匝，輔助繞組輸出電壓約為13V。輔助繞組的電流非常小，所以本文只選用了兩股0.15mm的導線并繞而成。

4.1.6變壓器線圈的繞制方法

推挽式變壓器線圈繞制時，應將同時導通的一半初級與一半次級繞制在相互靠近的位置，而另一半繞在靠近的位置。當不導通時，導通邊合成磁場在無源區為零，不產生渦流。如圖4-1所示，圖（b）比圖（a）將產生更多的渦流損耗。2 18

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變壓器線圈繞組具體制作如下：

（1）首先在骨架上繞初級繞組Np139匝，按六角形分3層繞制；（2）在初級繞組Np1上繞一層絕緣膠帶；（3）在絕緣膠帶上繞次級繞組Ns22匝；（4）在次級繞組Ns2上繞一層絕緣膠帶；（5）在絕緣膠帶上繞次級繞組Ns12匝；（6）在次級繞組Ns1上繞一層絕緣膠帶；

（7）在絕緣膠帶上繞初級繞組Np239匝，按六角形分3層繞制；（8）將繞好的骨架裝入罐型磁芯，用絕緣膠帶固定，再浸漆，烘干。

圖4-1 推挽式線圈繞法圖

4.2 整流濾波電路 4.2.1 整流電路

1、輸入整流電路的設計

高頻電源系統還包括整流濾波部分，整流電路分為兩個部分:前級整流和后級整流。前級整流是指三相交流電經濾波后需要整流變為直流以后才能輸入到開關變換器進行頻率變換，完成DC-AC的變換。前級整流部分的電路如圖4-2所示：

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A三相B交流CEMI模塊ACAC+U1-VoutACU2AC+-

圖4-2 前級整流電路圖

圖4-2中EMI表示防電磁干擾的環節，選用EMI濾波器模塊來完成防電磁干擾的工作，U1和U2是整流模塊，由于U1和U2的正極和正極相接，負極和負極相接，所以輸入部分有一個AC端懸空是不影響三相交流的全波整流的。三相交流輸入的是380V、50Hz的工頻交流電，經過全波整流以后，電壓將有一定的上升。后級整流部分，是將高頻變壓器變壓后的高頻交流電進行整流，這一部分根據我們設計的要求，選用了四只IXYS公司的DSEI 30—10A功率二極管組成橋式全波整流即可完成工作。

因為本文設計的輸入頻率為50Hz的市電，電壓為Uo=220V，由于輸入為正弦電壓，上下波動，波動范圍為±20%，所以輸入電壓最高可達264V。本文采用單相橋式整流。

整流二極管的最高峰值電壓為：

Umax?264?(1?25%)?2?467(V)

（4-2-1）再取30%的余量，467??1?30%??607，可選取額定電壓為600V的整流橋。開關電源的輸入功率隨效率變化而變化，所以應取電源效率最差時的值。取??80%，則電源的輸入功率為：

Pinmax?po?50 ?62.5(W)

（4-2-2）0.8?最大輸入電流為：

Iinmax?Pinmax ?0.36(A)

（4-2-3）Uo(1?20%)考慮余量，取整流橋的額定電流為2A。

2、輸出整流電路的設計

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本文輸出整流選擇全波整流電路。如圖4-3所示，由肖特基二極管D1、D2組成。在開關電源中，選用的整流管有：PN結雙極二極管、快恢復二極管（FRD）、超快恢復二極管（UFRD）、肖特基二極管（SBD）和同步整流MOS管（SR）。在推挽電路中，輸出整流管充當續流二極管。

D1LcUoRoNs1Ns2D2

圖4-3 輸出整流電路圖

高頻下的AC/DC開關變換器輸出整流用的功率二極管，應當具備正向壓降低、反向漏電流小、反向恢復時間短等特點。

因此，在設計整流電路時，選擇功率二極管應考慮以下幾點：

（1）正向壓降應小，以減少損耗，提高效率，尢其是大電流、低電壓輸出的電路；

（2）反向恢復電流峰值IRM要小，與之相關的反向恢復時間t??應小，尤其是高頻時；

（3）正向恢復電壓VFRM要小；（4）反向恢復電流IR要小。

為此本文選用硅肖特基二極管（Si-SBD），其可用頻率在1MHz以內、正向導通壓降小及反向恢復時間t??較低，可以降低電路的振蕩及噪音，減小二極管的損耗，提高開關電源的效率。

變壓器次級輸出最高電壓峰值為：

Usmax?2(1?10%)Us

（4-2-4）?20.2(V)

根據以上分析，本設計選用的肖特基二極管是MBR20100CT，其特點： 反向恢復時間短；

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正向導通壓降低，常溫時，正向壓降約為0.85V； 大電流承受能力，正向電流為10A； 重量輕，體積小，約為2.24克； 最大反向電流低，常溫時約為3mA； 最大反向電壓為100V； 功耗低，頻率高。4.2.2 濾波電路

由于電源模塊工作于高頻狀態，而我們又必須獲得無諧波的直流電壓，因此，相對于相控型整流器，開關電源必須有更復雜的抑制干擾與濾除雜音的電路。共模與差模原理常被用來衰減及消除輸入諧波，并將濾波器件封裝在磁屏蔽盒內，并要可靠接地。布局上為輸入輸出隔離，輸出線用絞合線或平行配線（短且粗）。機架地線與信號線分設。變壓器初次級或開關管管腳之間配置高頻抑射元件。輸出濾波電容器用四端高頻電解電容器、疊層式無感電容器。降低噪聲經常采用消除或抑制干擾源并同時隔斷干擾禍合途徑的方式。在開關電源中采用電源輸入濾波工頻濾波電源輸出濾波與抗輻射干擾等主要措施來減少噪聲的傳遞與影響。

1、電源輸入濾波

開關電源的高速開關瞬態往往會產生很高的射頻分量，從而污染交流饋電線路，交流電源能傳遞電氣噪聲和電磁輻射，導致開關電源中的瞬變再輻射和傳遞到其它負載。電源輸入濾波主要由工頻低通濾波器和共模扼制元件組成，封閉在磁屏蔽盒內且可靠接地。電源輸入濾波又稱電磁干擾（EMI）或射頻干擾（RFI）濾波器。在電源輸入濾波器中，通常用高頻旁路電容和共模扼流圈來衰減和吸收縱向共模噪聲，用常態濾波電感、常態濾波電容抑制差模常態噪聲。

輸入濾波電容器的容量決定于直流輸入電壓的紋波電壓的大小，而且要在計算流入電容器的紋波電流是否完全達到電容器的容許值的基礎上進行設計。直流輸入電流的平均值：

Idc?Pinmax62.5 ??0.284(A)

（4-2-5）Uo220根據輸入濾波電容的經驗公式：

Cin?(400?600)Idc(?F)

（4-2-6）有：

Cin?600?0.248?170.4(?F)

在實際電路中，選用的是一只容量為220μF，額定電壓為400V的電解電容作為輸入濾波電容器。

2、輸出濾波電路的設計

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開關電源在開關變換器之后，還需要高頻變壓器進行隔離降壓，而后經過橋式整流后再接電源輸出濾波器，以得到高質量的符合設計要求的直流電壓，所以電源的輸出濾波部分是很重要的一個環節。

本文設計的輸出濾波電路如圖4-3所示，由濾波電感L與電容C組成。濾波電容C對直流開路，對交流阻抗小，而濾波電感L對直流阻抗小，對交流阻抗大。輸出電壓經快恢復肖特基二極管D1、D2整流后，得到是頻率為2f高頻方波電壓，經LC濾波電路濾波后，保留了直流分量，濾掉了一部分交流分量，改變了交直流成分的比例，得到紋波小的直流電壓，改善了直流電壓的質量。電感選擇應保證輸出電流在額定電流的1/10時，電感電流也保持連續。直流電流等于電感電流斜坡峰-峰值一半時對應臨界連續，所以?I為20%的額定輸出直流。

濾波電感值可由下式確定：

L??UoUo(1?)

（2-2-7）2f?IUsmax1212?(1?)?244(?H)320.22?250?10?0.4輸出電容C的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求，濾波電容的大小對輸出直流電源的紋波大小有決定作用。對輸出濾波電容的分析可知，輸出紋波幾乎完全由濾波電容的ESR（等效串聯電阻Rc）的大小來確定，而不是電容本身的大小決定。本設計最大紋波電壓?Voripple為50mV。根據式C?C?Uomin8L(2f)2?Voripple(1?Uomin可計算出濾波電容的大小，即：)Usmax1212?(1?)?0.2(?F)?6?32?320.28?244?10?(2?250?10)?50?10設計中選用的是輸出濾波電容為鉭電解電容，考慮到電解電容的寄生電阻，選用的電容值大小為147μF。

天津科技大學2009屆本科生畢業論文 高頻開關電源控制及保護電路的設計

5.1 脈寬調制器

5.1.1 PWM集成控制器的基本原理

PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋，可滿足穩定輸出電壓的要求，電流型控制器增加了電流反饋控制，除了穩定輸出電壓外，還有以下優點：

1、當流過開關管的電流達到給定值時，開關管自動關斷；

2、自動消除工頻輸入電壓經整流后的紋波電壓，在開關電源輸出端，300Hz以 下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量；

3、多臺開關電源并聯工作時，PWM開關控制器具有內在的均流能力；

4、具有更快的負載動態響應。

Q基準誤差放大器-+反饋信號振蕩器觸發器AB推挽輸出電路

圖5-1 脈寬調制集成控制器方框圖

Ua+-脈寬調制比較器

常用的脈寬調制（PWM）型集成控制器由圖5-1所示的幾個部分組成。基準電壓（UREF）和采樣反饋信號通過誤差放大器比較放大后，輸出的差值信號和鋸齒波（或三角波）比較，從而改變輸出脈沖的寬度，以實現穩壓。有些控制器僅有一個輸出端，而多數控制器都設有用觸發器和“與”門電路組成的相位分離器，用它來將單一脈沖變換為交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅動推挽和橋式變換器中的功率開關管，此時變換器的工作頻率等于控制器內部鋸齒波振蕩器振蕩頻率的一半。當然也可將控制器的兩路輸出并聯起來去驅動單端變換器或串聯調整型開關穩壓電源中的功率開關管，此時開關穩壓電源的工作頻率就等于控制器內部鋸齒波振蕩器的頻率。5.1.2 高速脈寬調制器UC3825 根據所設計系統的要求，選用的PWM集成控制器為UC3825。下面將詳細介紹此芯片的主要特點、工作原理和應用及調試。

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1、主要特點：

適用于電壓型或電流型開關電源電路； 實際開關頻率可達1MHz；

輸出脈沖最大傳輸延遲時間為50ns；

具有兩路大電流推拉式輸出（峰值電流為2A）； 內有寬頻帶誤差信號放大器；

具有較高的頻率精度并可對死區進行控制，同時振蕩器放電電流也可調； 帶有雙重抑制脈沖和全封閉邏輯； 具有軟啟動控制； 內有逐脈沖限流比較器；

具有全周期再啟動的封鎖式過流比較器； 啟動電流很小——（典型值為100mA）； 欠壓鎖定一16V/10V（B型）； 在欠壓鎖定期間，輸出低電平； 可調整的帶隙基準電壓；

可調的上升沿封鎖閥值，可調低上升沿噪音。

2、極限參數：

電源電壓（15，B腳）

22V 輸出腳電流（流出或流入）（11，14腳）

直流

0.5A 脈沖（0.5ms）

2.2A 地線（12腳）

-0.2V 模擬輸入

（l，2，7腳）

-0.3~7V（9，8腳）

-0.3~6V 時鐘輸出電流（4腳）

-5mA 誤差放大器輸出電流（3腳）

5mA 軟啟動電流（8腳）

20mA 震蕩器充電電流（5腳）

-5mA 功耗（溫度60℃）

1W 儲存溫度范圍

-65~150℃ 焊接溫度（焊接時間為10s）

300℃

3、內部電路工作原理

該芯片內部電路如圖5-2所示它由振蕩器PWM比較器限流比較器、過流比較器、基準電壓源、故障鎖存器、軟啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器、輸出 25

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驅動器等組成。

圖5-2 UC3825內部結構圖

（1）振蕩器

振蕩電路如圖5-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B內部都有一個鋸齒波振蕩器。鋸齒波上升沿的斜率由RT、CT決定，確定RT、CT的方法是：首先根據要求的最大占空比Dmax、選擇RT，再根據要求的頻率以及RT和Dmax選擇CT。計算公式為：

RT?3V ?10mA??1?Dmax?CT?1.6?Dmax ?RT?F?Rt的最佳阻值就在1~10k?之間，最大占空比Dmax應小于70%。

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圖5-3 振蕩器電路圖

（2）上升沿封鎖

上升沿封鎖工作波形如圖5-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定頻率脈寬調制。UC3823A、B的兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在0%—100%內調整。UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200KHz，所以輸出PWM脈沖的頻率為100KHz，輸出脈沖占空比在0%—50%以內調整，實際橋式變換器的應用中一般達不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路。為了限制最大占空比，在振蕩電容放電期間，內部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調制比較器、限流比較器和過流比較器聯合控制。通常，脈寬調制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓（誤差放大器輸出電壓）的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內，脈寬調制比較器不起作用。這樣，開關電源的固有噪聲就能被有效的抑制。同時，由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調制器的斜坡輸入就不需要再經過濾波。為了調整上升沿封鎖時間，CLK/ LEB腳應接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內部10k?電阻確定的放電時間來決定。

為了更準確控制前沿封鎖時間，可在外部并聯一個2k?（2%）電阻R。前沿封鎖時間可由下式計算：

tLED?0.5??R//10k??C

式中，外接電阻R不能小于2k?。

上升沿封鎖也適用于限流比較器。上升沿封鎖之后，如果限流（ILIM）腳

天津科技大學2009屆本科生畢業論文 的電壓超過1V，輸出脈沖就終止。但是，過流比較器不能采用前沿封鎖。這樣，才不會因為前沿封鎖而延長保護時間，從而可以及時捕捉過流故障。在任何時間，只要限流（ILIM）腳的電壓超過1.2V，故障封鎖就起作用，從而使輸出端變為低電平。為此，在限流(ILIM)腳需接入噪音濾波電容器。

圖5-4 上升沿封鎖工作波形

（3）欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理

軟啟動和故障處理波形如圖5-5所示。軟啟動是通過軟啟動（SOFT，START）腳的外接電容實現的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關電源無輸出電壓。當9uA的內部電流源給軟啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環調節功能開始工作，開關電源輸出電壓逐漸升高到額定值。

一旦限流（ILIM）腳的電平超過1.2V，故障鎖存器置位，輸出腳變為低電平；同時，軟啟動腳外接電容以250uA的電流放電。在軟啟動電容放完電后，限流腳電平降到1.2V以下時，故障鎖存器就不輸出脈沖。這時，故障鎖存器復位，芯片開始軟啟動過程。

在軟啟動期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會立即中止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續出現的情況下，輸出就會出現一個間斷期。

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圖5-5 軟啟動和故障處理波形

（4）大電流輸出電路

功率MOSFET驅動電路如圖5-6所示。UC3825推挽式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20ns內可使1000pF電容兩端的電壓上升15V。采用獨立的集電極電源Vc和功率地線PGND腳，能夠減小大功率門極驅動噪聲對集成電路內模擬電路的干擾。每個輸出端（OUT）到Vc和PGND之間，都應加入一只3A的肖特基二極管（IN5120，USD245或相同性能的器件）。該二極管可將輸出電壓的幅值鉗位在電源電壓，這對任何電感性和電容性負載都是必要的。

圖5-6 功率MOSFET驅動電路

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5.2 輸出反饋電路設計

開關電源反饋電路是為了保證電子設備獲得穩定性能的輸出電壓。高頻開關電源是一個雙閉環控制系統，內環是電流反饋模式控制，外環是電壓反饋模式控制。電流模式控制具有動態反應快、補償電路簡單、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優點。在電流環的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其優點是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電阻越小，則損耗也越小。電流檢測電路的方法有兩種：電阻檢測和電流互感器檢測。電阻檢測電路適合低功率、小電流的電路，而電流互感器檢測適合大功率、大電流的電路。

Q1UC38259ILIM/SDCRRs

圖5-7 電流反饋控制圖

Q2這里選用電阻檢測方法，如圖5-7所示。這種方法直接檢測功率開關管Q1、Q2的電流，還必須在檢測電阻Rs旁并聯一個小的RC濾波電路，因為，當開關管斷開時，漏極電容放電，在電流檢測電阻上產生瞬態電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放大器鎖定，從而PWM電路出錯。

電壓反饋控制模式反饋電壓從主電路輸出端直接實時采樣，將取樣信號與基準電壓進行比較，將比較差值信號放大，通過控制芯片UC3825進行調整占空比，從而穩定了輸出電壓。見圖5-8所示。其輸出值經過光耦隔離后直接輸入到PWM控制器UC3825，控制PWM控制器的占空比，從而控制輸出電壓的變化。由于是AC/DC高頻開關電源，輸出的是直流電，為了電氣安全，避免輸出噪聲反饋到控制電路中，所以將輸入端與輸出端進行了隔離。

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圖5-8 電壓反饋控制電路圖

在這里選用的是Sharp公司的PC817光電耦合器，其封裝為DIP-4。它是由發光二極管和光電三極管組合起來的四端器件，發光二極管實現電光轉換，而光電三極管實現光電轉換。此產品有較高的VCEO（80V），輸入端和輸出端的絕緣電阻高及耐壓高（5KV）。因為光傳輸的單向性，信號只能從發光源單向傳送到光敏元件，而不會反饋，所以輸出信號不會影響輸入端。發光二極管是砷化鎵紅外二極管，是一種低阻抗電流驅動元件，而噪聲是一種高內阻微電流的電壓信號，元件共模抑制比大，所以可以抑制干擾，消除噪聲。

TL431是一個精密可調基準電源，其工作原理：由于各種原因使電路中Uo升高時，UREF也隨之升高，使UREF>Uref，比較器輸出高電平，令三極管導通，則K腳為低電平；如果Uo降低時，UREF也隨之降低，UREF

開關電源通常設有電流、電壓保護電路，當負載電流或電壓超過設定值或發生短路時，對電源本身提供保護，系統的過流、過壓保護在系統的安全性方面占有重要的地位，過流保護我們采用了三重保護：一是在系統的輸入級的三相交流引入處安置熔斷保險管，在系統出現短路和其它意外重大故障的時候切斷外部電源的輸入以保護系統免受損壞；二是在用于控制軟啟動的觸發器后級安置熔斷保險管，以防止啟動浪涌電流的過大而破壞功率器件；三是系統的最主要的過流、過壓保護部分，通過對系統電流及電壓的檢測來控制PWM信號脈寬從而達到過流、過壓保護的目的。本系統采用的是限流——切斷式保護方式，即電路分兩個階段進行，當負載電流達到某設定值時，保護電路動作，輸出電壓下降，負載電流被限制；如果負載電流增大至第二個設定值時，保護電路進一步動作，將電源

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切斷。

在開關變換器中，引起開關應力高，甚至損壞開關管的原因有兩個：第一是開關關斷時，漏電感引起開關管電壓突然升高；第二個是負載線不夠合理。兩個原因均是由于負載的電感性引起的，前者影響較大，后者較小。開關管關斷時電壓和電流的重疊引起的損耗是開關電源損耗的主要組成部分，即使將關斷損耗平均到整個關斷時間內，其大小也是開關管導通時損耗的2~4倍。與之相對應的減小開關應力的辦法有兩個，第一是減小漏電感，二是耗散過壓的能量，或者讓能量返回電路中。減小漏電感主要是靠工藝，而耗散電壓的能量是靠電感線圈或開關管并聯的R、C緩沖器。

Q1R1C1D1Lp1UpLp2R2D2C2

圖5-9 緩沖電路圖

Q2

在推挽拓撲中，副邊回路寄生電感、電容的寄生電感，還有輸出繞組漏感折算到原邊，串聯在開關管的漏極上，在開關管關斷時會產生過電壓，容易損壞開關管，增大關斷損耗，所以需設計緩沖電路予以限制。本文設計的緩沖電路由電阻、電容和二極管組成，如圖5-9虛線框所示，和開關管、線圈、二極管并接，這樣可以減少開關管電壓應力，減小EMI、振蕩及噪音，減小開關管的關斷損耗，提高效率。

R1、C1、D1和R2、C2、D2分別是開關管Q1和Q2的緩沖網絡。兩緩沖網絡工作原理相同，以開關管Q1為例。當開關導通時，由于漏源電阻RDS非常小，可

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以認為緩沖網絡被短路。當開關管Q1開始關斷時，Q1的電流開始下降，而變壓器漏感會阻止這個電流減小，一部分繼續通過將要關斷的開關管，另一部分電流通過D1對電容C1進行充電，這樣就緩解了開關管漏極的電壓應力，降低了開關管的損耗。電阻R1成電容C1構成放電回路，保證電容C1在開關管開始關斷時刻沒有充電。

開關管緩沖網絡電容C1、C2可由下式來確定：

C1?Iptf1?uF?

（5-1）?20.7VDSS式中，1/2表征漏極ID在tf期間呈線性下降，取平均值；

； Ip—原邊電流（A）

； tf—漏極電流下降時間（μs）。VDSS—開關管Q1、Q2的額定值（V）設計中選用的開關管是6N80，查閱其特征參數可知：tf?60ns?0.06us

VDSS?800V，原邊電流Ip?0.24A。將各參數代入（5-1）式中

C1?10.164?0.06? 20.7?800?13?uF?

開關管在關斷時間內的損耗PQ1用下式計算

0.722PQ1?C1VDSSf?mW ?

（5-2）

2將各參數代入（5-2）式中，可得

PQ1?509.6?mW ?

為了使電容C1在開關管導通時間內完全放電，電阻R1不能太大。此時，按

R1C1時間常數等于0.5toff?min?來計算阻值。電阻R1可按下式進行計算

R1?0.5toff?min?C

1（5-3）

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式中，toff?min?是開關管的關斷時間，查閱產品手冊可知，toff?min?=100ns，所以R1?5.6?k??

電阻R1上損耗的功率PR1為：

PR1?12C1Vif

（5-4）2將各參數代入（5-4）式中，可得：

PR1?156?mW? 5.4 小結

本章設計了高頻開關電源的控制電路部分，選取了控制芯片UC3825，并設計了驅動、保護及反饋電路。

天津科技大學2009屆本科生畢業論文 仿真結果

5.1 PSpice軟件介紹

根據實際電路或系統建立模型，通過對模型的計算機分析、研究和試驗，以達到研制和開發實際電路或系統的目的，這一過程，稱為電路仿真。由于有高效、高精度、高經濟性和高可靠性的優點，倍受人們喜愛。目前，在市面上出現各種電路仿真軟件，主要有MATLAB、EWB、Protel和Pspice等。其中，Pspice系列最受電路設計者喜愛。在電路仿真方面，它的功率最為強大，它集成了模擬與數字仿真運算法，所以不單可以仿真模擬電路或者數字電路，而且可以仿真模擬與數字的混合電路。近年來，為了仿真變換器電路，研發了許多基于Spice的模型。

Spice（Simulation Program with Intergraded Circuit Emphasis，側重于集成電路的模擬程序）是美國加利福尼亞大學伯克萊分校研制的模擬電路仿真標準軟件。PSpice是Spice家族的一員，其主要算法與Spice2相同。它是由美國MicroSim公司在Spice 2 G版本的基礎上升級并用于PC上的Spice版本，其中，采用自由格式語言的Pspice 5.0版本自20世紀80年代以來在我國得到了廣泛的應用，并且從Pspice 6.0版本開始引入圖形界面。1998年，著名的EDA商業軟件開發商OrCAD公司與MicroSim公司正式合并，自此MicroSim公司的Pspice產品正式并入OrCAD公司的商業EAD系統中。目前，OrCAD公司已正式推出了OrCAD Pspice 9.1，與傳統的Spice軟件相比，OrCAD 9.1在如下三個方面實現了重大變革：

（1）對模擬電路進行直流、交流、瞬態等基本電路特性分析的基礎上，實現了蒙特卡洛分析、最壞情況分析以及優化設計等較為復雜的電路特性分析。

（2）不但能夠對模擬電路進行仿真，而且能夠對數字電路、數/模混合電路進行仿真。

（3）集成度大大提高，電路圖繪制完成后可直接進行電路仿真，并且可以隨時觀察與分析仿真結果。

一般來說，PSpice是進行實際電路工作前必要的仿真過程，其有很多優點： 第一，PSpice的元器件模型庫提供了幾千種常用器件，包括電阻、電容、電感、晶體管和集成電路等，用戶可以直接調用，也可以自己建立模型，或對已有模型進行修改。

第二，利用PSpice的仿真功能，可以對一些傳統方法難以進行的實驗進行仿真模擬，提高電路分析和設計的應用范圍。

第三，利用PSpice的圖表功能，可以對電路進行仿真測試，不僅能測試電路的靜態工作點、放大倍數、輸入輸出阻抗參數，還可以描繪模擬電路和數字電

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路中各測試點的波形，觀察器件或溫度的變化對電路性能的影響。

第四，PSpice仿真中為用戶提供了節點訪問，用戶通過在電路中標上節點號，然后就可以在仿真圖中觀測到各節點以及節點之間的情況。

第五，PSpice實用性強，仿真效果好。第六，PSpice操作簡單，易學，工作效率高。

PSpice仿真軟件是省時、經濟地從事科研工作的有力手段，給電路設計者和使用者提供了極大的便利，具有極大的工程應用價值。PSpice是六個基本程序模塊組成：（1）電路原理圖輸入程序Schematics；（2）源編輯程序Stimulus Editor；（3）電路仿真程序PSpiceA/D；（4）輸出結果繪序Probe；（5）模型參數提取程序Parts；（6）元器件模型參數庫LIB。6.1.1 電路文件的格式（1）標題（2）電路描述（3）分析類型描述（4）輸出描述（5）.END 6.1.2 PSpice分析功能

PSpice可以對電路進行直流工作點和直流傳輸特性分析、交流小信號分析、瞬態分析、噪聲分析、傅里葉分析、失真分析、靈敏度分析、溫度分析和蒙特卡羅分析等。（1）直流分析

.OP

直流工作點分析.DC

直流掃描分析.TF

傳輸函數計算.SENS

靈敏度分析.NODESET

節點電壓設置（2）交流小信號分析

.AC

交流小信號分析.NOISE噪聲分析

（3）

瞬態分析.TRAN

時域波形分析.FOUR

傅里葉分析.IC

初始瞬態條件設置

（4）配合直流、交流和瞬態分析一起使用的分析.MC

蒙特-卡羅分析

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.STEP

參數掃描分析.WCASE

最壞情況分析.TEMP

溫度設置（5）輸出命令

.PRINT

文本打印.PLOT

文本繪圖.PROBE

繪圖包調用.WIDTH

寬度設置（6）通用控制命令

.FUNC

函數定義

.PARAM

參數及表達式定義.OPTION

可先項設置.DISTRIBUTION

分布參數定義（7）模型、子電路和庫文件調用.MODEL

器件模型定義.SUBCKT

子電路定義.ENDS

子電路結束.LIB

元件參數庫調用.INC

包含文件調用.END

輸入文件結束 6.1.3 Pspice仿真步驟

用Pspice進行電路仿真的基本步驟如下：

（1）設計電路的結構，設置元器件參數。畫電路圖，標注各元件名稱及參數值，標注各元件節點及節點編號等；建立電路的輸入文件，輸入文件有兩種形式：一種是文本形式；另一種是原理圖形式。

（2）確定分析類型。確定所要分析的對象的物理意義和基本特征。（3）執行Pspice仿真程序。

（4）對已建立的電路原理圖進行電路規則檢查，產生數據文件，確認修改后進行仿真分析，并顯示分析結果。

（5）輸出并觀察仿真運行結果。完成電路模擬仿真計算之后，若采用圖形方式顯示分析結果，則可調用圖形后處理程序（Probe）完成。

Pspice程序仿真流程圖如圖6-1所示。

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SRART畫電路圖標注各元件名稱及參數值標注各元件節點及節點編號建立電路輸入文件確定分析類型根據檢驗報告修改輸入文件執行PSpiceN自檢正確否？Y產生數據文件顯示分析結果修改輸入文件件修改電路元件及參數值結果正確否？Y分析結束N

圖6-1 Pspice程序仿真流程圖

6.1.4 Pspice 9.1運行環境

低版本的Pspice運行于DOS操作系統，自Pspice 5.1版本開始均可在Windows操作系統下運行。PSpice是電子電路計算機輔助分析和設計中常用的一種通用電路分析軟件。它以圖形方式輸入，自動進行電路檢查，生成網表文件，具有模擬和計算電路的性能。目前，高版本的PSpice不僅可以對模擬電子電路進行直流分析、瞬態分析及交流分析等，而且還可以分析數字電子電路和數模混合電路。目前，該軟件被公認為通用電路模擬程序中最優秀的軟件，具有廣闊的應用前景，而且隨著科學技術的發展，電子電路的規模越來越大，必須借助于計算機進行仿真、分析和設計，而且它是電子產品從設計、實驗到定型過程中不可缺少的設計工具。

雖然PSpice應用越來越廣泛，但是也存在著明顯的缺點。由于Spice軟件最初主要是針對信息電子電路設計而發的，因此，器件的模型都是針對小功率電子

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器件的，對于電子電路中所用的大功率器件存在的高電壓、大功率現象不盡適用，有時甚至導致錯誤的結果。PSpice采用變步長算法，對于以周期性的開關狀態變化的電力電子電路而言，將造成大量的時間耗費在尋求合適步長上，導致計算時間延長，有時甚至不收斂。另外，在磁性元件的模型仿真上，PSpice也有待加強。6.2 模型建立

在ORCAD中，用.MODEL定義元件參數的模型。在同一電路中，相同模型允許被一個或多個器件所用。

模型定義的一般格式為

.MODEL MNAME TYPE（P1=V1 P2=V2 P3=V3…PN=VN）+ 其中，MNAME是模型名，它必須以字母開頭，表字母開頭最好是元件的關鍵字。TYPE是元件模型類型關鍵字，它必須按規定取。P1、P2、P3、?、PN是元件的參數，V1、V2、V3、?VN是它們的值。和是兩種容差的定義，DEV是描述獨立容差，LOT是描述批容差，DEV和LOT的取值可是百分數，也可是具體數值。元件關鍵字和元件模型類型關鍵字見表6-1所示。

表6-1 元件模型類型列表

5.2 仿真分析

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為驗證所設計的高頻開關電源是否可行，本文利用ORCAD軟件對主電路部分進行了仿真研究，仿真電路如圖6-2所示。

M14R15Vin9R28M2Llp27610D23Llp12L1L211L3L4D112Ls13C1Ro1

圖6-2 推挽電路仿真圖

V2TD = 2uTF = 50nPW = 1.4uPER = 4uV1 = 0TR = 15nV2 = 50L6M182uHKK1K_LinearCOUPLING = 0.9999D5MBR104522L11930uHL35.3uH12L2L45.3uHD611MBR1045L5250uHC1147uR23R1IRF8400.43R30.43IRF840M2L782uHV51309Vdc2001930uHV1 = 0V2 = 5TD = 0TR = 15nTF = 50nPW = 1.4uPER = 4uV30

圖6-3 仿真電路圖

由于PSpice模型庫沒有所選用的功率開關管6N80，所以在仿真時選用了庫存模型IRF840，其特性與實驗選用的開關管6N80相近，只是耐壓略低（500V），但是仿真結果不受此條件的影響。輸出整流二極管選用兩只庫存模型MBR1045來代替所選的肖特基二極管MBR20100CT。5.2.2 仿真結果

功率開關管驅動信號如圖6-4所示，由于直接在功率開關管的柵極加上方波脈沖電壓，所以仿真波形中沒有尖峰電壓及振蕩現象。從圖中可知，節點4和節點8是交替導通與關斷的脈沖電壓，其幅值為5V，此電壓足以使功率開關管IRF840導通。兩脈沖相差180°相位，兩脈沖間死區時間為0.6μS，足以保證兩開關管不同時導通。

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圖6-4 開關管柵極波形

圖6-5是節點2的波形，也就是變壓器初級的波形。由圖中可知，當與之相連的功率開關管關斷的瞬間，由于受變壓器漏感及功率開關管的關斷延時過短的影響，出現了尖峰電壓。由于本次仿真所選用的開關為理想型，所以尖峰電壓基本不受此條件影響。因此，變壓器考慮的漏感是影響仿真波形尖峰電壓的主要因素。在仿真過程中，當設置變壓器漏感為零時，可以看到尖峰電壓也為零，頂部非常平滑；當逐漸增加漏感，則可看到尖峰也會越來越大，而且振蕩也越來越久才能趨于平穩。由于實驗中受到示波器量程的限制，實驗中的變壓器初級波形沒有測試出來，所以無法將變壓器初級的仿真與實驗波形進行比較，不過從次級波形來看，變壓器初級的仿真與實驗波形應該大致一樣，只是在尖峰電壓的幅值上存在一定的差異。所以在設計變壓器時，應盡量減小變壓器的漏感，以減小尖峰電壓。節點6與節點2的波形相同，只是相位相差半個周期。

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圖6-5 變壓器初級波形圖

圖6-6是變壓器次級節點11的波形圖，從圖中可知，在功率開關管關斷的瞬間也出現了尖峰電壓，這也是由于變壓器漏感及整流二極管的關斷時間太短造成的。

圖6-6 變壓器次級波形圖

圖6-7是輸出經過二極管整流后節點12的波形圖，由于節點10與節點11是兩個相位相差180°的波形圖，所以經過全波整流后，將負半周去掉，節點12就得到了一個2倍開關頻率（2f）的波形，此波形也存在漏感尖峰電壓。

圖6-7 輸出經二極管整流后波形圖

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圖6-8是輸出電壓與電流的波形圖，此波形為滿載時的波形，縱坐標的單位為伏。由圖中可知，穩定后輸出電壓為12V，輸出電流為4A，輸出電壓及電流在3ms后趨于穩定。改變輸入脈沖的占空比，可以清楚的看到輸出電壓隨著占空比的增大現增大，隨著占空比的減小而減小。改變變壓器初、次級的電感量，也可以看到輸出電壓及電流隨之發生變化。改變輸出濾波電感和電容，輸出電壓波形都將受到影響。當輸出濾波電感或電容過大時，輸出電壓將在很長時間內得不到穩定；而電感或電容過小時，輸出電壓的紋波又過大。經過多次的仿真測試，當電感值約為250μH，電容值約為147μF時，輸出電壓的性能最好，而且最大幅值電壓也適宜，約為16.5V，遠遠低于整流二極管的額定電壓。

圖6-8 輸出電壓及電流波形圖

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結論

本課題是面向實際應用的工程項目。通過對高頻開關電源基本理論的研究，對開關變換器各種拓撲結構的分析論證，期望設計出一種實用于電力系統直流操作電源的高頻開關電源整流模塊，以替代現在使用的相控整流電源，為電力系統提供一種重量更輕、體積更小、效率更高、安全性更好的一種整流模塊。經過研究完成了系統的總體設計，通過實驗調試，主電路已能安全地帶載工作，控制部分的設計也已完成，為高頻開關電源的研制提供了一種切實可行的方案。

電子設備離不開電源，電源是電子設備的重要組成部分，電源的質量直接影響關電子設備工作的可靠性。隨著電子設備的高速發展，電子設備與人們的關系愈趨密切，電子設備對電源的要求日趨增高。“輕、薄、小、高效率”為電源發展的主流方向。而隨著電源的發展，開關電源因具有體積小、重量輕、效率高、發熱量低、性能穩定等優點逐漸取代了線性電源。本文開關電源設計的主要工作及結論如下：

1、論文對高頻變壓器進行了設計。在設計變壓器時，選用了罐型磁芯G22/13，其性能相當于PC50。最后選出了性能相對較為優越的變壓器，其性能參數為：初級電感為1929.1μH。論文還對電路的主電路部分（變換器及輸出回路部分）進行了仿真分析，優化了電路結構與參數，輸出濾波電感約為250μH，輸出濾波電容為147μF。

2、分析和設計了開關電源的控制回路電路，開關電源各種功能的實現決定于控制電路，文中優化選取了PWM芯片UC3825與功率開關管6N80。本文還對輸入及輸出整流濾波器進行了分析設計，降低了損耗，減小尖峰干擾，提高了輸出電壓質量。

3、進一步研究設想：本系統的開關變換器的工作原理使用的是PWM，即脈寬調制法（PulseWidthModulation），這種方式中，電子開關按外加的控制脈沖信號而通斷，與本身流過的電流、二端所加的電壓無關，稱為硬開關，硬開關這種工作方式由于在開通和關斷的過程中，開關上同時存在電壓、電流，損耗比較大。為了克服這種損耗，我們可以用軟開關來代替上述的硬開關，軟開關是使開關在兩端電壓為零或電流為零的情況下開通或截止，損耗理想值為零，所以，利用這種技術的零電壓開通（ZVS）和零電流關斷（ZCS）己經成為研究的熱門。為了提高系統的效率，應采用有源功率因數校正。

4.3 小結

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本章介紹了高頻開關電源整流濾波電路部分。整流濾波電路部分與高頻開關電源的性能密切相關，直接影響輸出電壓的質量。主電路部分是高頻開關電源的軀干部分，其功能實現的優劣還有賴于電路中的控制電路與保護電路部分。控制電路與保護電路部分設計得好與壞，將直接影響整個系統的性能。因此，在下一章節中，將介紹控制電路部分的設計。

第三篇：班組長機電類

一季度班組長考試復習題（機電類—井下一線）

一、選擇題

1、配電工在儀表監測時要隨時注意各參數變化，每（A）小時抄表一次。

A、1 B、2 C、3

2、高壓設備發生故障時，室內不得接近故障點（B）M以內。

A、2 B、4 C、6

3、操作過程中，發生疑問或發現異常時，立即向（A）和調度報告。

A、值班負責人 B、班組長 C、隊長

4、倒閘操作前必須檢查分、合的斷路器和隔離開關是否處于（B）。

A、偏離位臵 B、正常位臵 C、超標位臵

5、倒閘操作中一張操作票可填寫（A）操作任務。

A、一個 B、兩個 C、三個

6、驗明檢修的設備確無電壓后，對檢修停電的設備進行放電，直至（B）為止。

A、達到標準電荷

B、放盡電荷 C、有少量電荷

7、接班時重點要求檢查各開關的（C）標志是否明確，是否和實際運行情況相符。

A、停電 B、送電 C、停送電

8、撿漏器試驗中，按下試驗按鈕后，總饋電開關跳閘，然后恢復（B）。

A、斷電 B、送電 C、都不正確

9、低壓移變頭的試驗中，應做好試驗（A）。

A、記錄 B、臺帳 C、報告

10、如果遇到設備檢修時，應做好檢修回路的停送電工作，停電時嚴格按（C）執行。

A、領導要求 B、規定要求 C、停電報告

11、電壓的正常波動值為（A）。

A、±5% B、±0.5% C、±0.1% D、±2%

12、觸電者脫離電源后，神志清醒，只是有些心慌，四肢無力，應使之（C）。

A、接受人工呼吸 B、喝興奮劑 C、安靜休息 D、不斷活動

13、已終結的工作票、事故應急搶修單應保存（A）。

A、1 年 B、半年 C、兩年 D三個月

14、備用電機絕緣電阻過低，可能是（A）。A、受潮 B、溫度低 C、硅鋼片生銹 D、地線松動

15、備用水泵的能力應不小于工作水泵的（C）。

A、８０ ％ B、９０％ C、７０％

16、工作和備用泵的總能力，應在２０小時內排出礦井（A）的最大涌水量。

A、２４小時 B、２０小時 C、２２小時 D、２１小時

17、檢修水泵的能力應不小于工作水泵能力的（C）。

A、３０ ％ B、７０ ％ C、２５ ％

18、井下主水泵的電壓為（A）。

A、６０００伏 B、６６０伏 C、１１００伏

19、井下電壓的波動范圍在（A）。

A、±5% B、±2% C、±0.5% 20、井下主水泵配用電機功率為（A）。

A、４５０ＫＷ

B、６３０ＫＷ C、320ＫＷ

21、在擰緊圓形或成組布臵的螺栓和螺母，必須（C）進行。

A、按順序逐一進行

B、每隔一個地 C、對稱的

22、施行人工呼吸中，如發現觸電者有蘇醒的征兆時，應（B）。

A、加強搶救 B、終止幾分鐘 C、速送醫院 D、不在人工呼吸

23、楔鍵和切向鍵工作面的斜度為（B）。

A、１、５０ B、１、１００ C、１、１５０

24、三項電機運轉時電流表指示過大，電機溫度升高，很可能是（C）引起的。

A、冷卻空氣不足 B、無啟動裝臵 C、過載 D、溫度計失靈

25、部分停電時，安全距離（C）規定距離的停電設備，必須裝設臨時遮欄。

A、大干 B、等于 C、小于

26、受電時合上變壓器（A）的隔離開關及斷路器。

A、一次側 B、兩次側 C、前后側

27、接班時重點要求檢查設備運行的（C）是否正常。

A、聲音 B、溫度 C、聲音、溫度

28、接班時重點要求檢查各開關的（C）標志是否明確，是否和實際運行情況相符。

A、停電 B、送電 C、停送電

29、作業準備是應將絕緣臺放在距離高壓開關（B）適當位臵。

A、溫度 B、指示情況 C、質量

30、作業準備時應將絕緣臺放在距高壓開關（A）適當位臵。

A、前 B、后 C、左方

二、判斷題

1、停電時開關把手必須閉鎖。（√）

2、不準擅自更改操作票，不準隨意解除防誤閉鎖裝臵。（√）

3、倒閘操作必須填寫操作票，一張操作票最多可以按填寫兩個操作任務。（×）

4、送電前先檢查配出線開關操作及跳閘機構是否完好。（√）

5、停電時要拉開配出線的斷路器及隔離開關。（√）

6、倒換受入電源要合上備用電源開關及斷路器。（√）

7、BGP9L---6A型高壓真空開關停電后觀察，“分合”指示牌應指示在“合”位臵。（×）

8、停電時，先停電源開關，再停負荷開關。（×）

9、在一個電氣連接部分同時有檢修和試驗時，可填用一張工作票，但在試驗前應得到運行值班人的許可。（×）

10、在電氣設備上的工作，應填用工作票或事故應急搶修單。（√）

11、離心式水泵能夠抽水是由葉輪的轉動產生離心力所致。(√)

12、壓力表安裝在水泵的吸水管上，真空表安裝在排水管或水泵的排水段上。（×）

13、當兩臺泵串聯時要求流量基本相同。（√）

14、《煤礦安全規程》對主水泵的配電設備規定：能夠同時開動工作和備用的水泵。（√）

15、《煤礦安全規程》對主水泵房的出口要求至少有三個。（×）

16、盤根磨損、老化后要及時更換，更換應在停泵時進行，松緊也要在停泵時調整。（×）

17、逆止閥是防止排水管路的水逆行的，一般都裝在離水泵很近的閘閥上方。（√）

18、水倉、沉淀池和水溝中的淤泥應及時清理，在雨季前必須清理一次。（√）

19、機電四率指標中設備完好率為90%。（√）

20、煤礦企業雨季“三防”是指防洪、防排水、防雷電。（√）

21、變電站所有的電氣高壓操作必須填寫操作票。（×）

22、操作票的每一項均要求填寫時間。（×）

23、在工作票和操作票中，操作術語和開關編號是絕對不允許涂改的。（√）

24、轉崗新崗位工作人員必須簽訂師徒合同。（×）

25、作廢的操作票為不合格的操作票。（×）

26、配電工接班要清點崗位工具，備件，安全用具，鑰匙，消防用品，圖紙，各種記錄簿。（√）

27、緊急停電時可以拉隔離刀閘或退小車。（×）

28、停電時，先停電源開關，再停負荷開關。（×）

29、配電工上崗必須穿戴好勞動防護用品。（√）30、運行操作不執行兩票制工作許可制度。（×）

三、名詞解釋

1、什么叫電氣設備的隔爆？

答：隔爆，就是當電氣設備外殼內部的爆炸性氣體發生爆炸時，不會引起外殼周圍的爆炸性氣體發生爆炸，凡是具用這種隔爆外殼的電氣設備就叫隔爆型電氣設備。為了實現隔爆外殼耐爆和隔爆性能，對隔爆外殼的形狀、材料、容積、結構等均有特殊的要求。

2、什么叫井下電網的三大保護？

答：煤礦井下電網“三大保護”是指：漏電保護、過流保護和接地保護。

3、什么是“三專兩閉鎖”?

答：三專：專用變壓器、專用開關、專用電纜；兩閉鎖：風電閉鎖，瓦斯電閉鎖

4、什么叫漏電？ 答：漏電是指井下電氣設備或電纜絕緣下降或局部絕緣損壞，使電流經絕緣損壞處流入大地或經過設備外殼流入大地的現象。漏電可能引起人員觸電傷亡事故，可能引起電氣火災，可能引起瓦斯、煤塵爆炸事故。

5、什么叫保護接地？

答：保護接地就是用導線把電氣設備正常情況下不帶電，但當絕緣損壞時可能帶電的金屬與埋在地下的接地極連接起來的保護裝臵。保護接地的作用主要是防止因設備漏電使外殼帶電而發生人身觸電事故。

6、什么是井下供電的“三全、一堅持”?

答：防護裝臵全、絕緣用具全、圖紙質料全。堅持使用漏電繼電器。

四、簡答題

1、機電標準化中“三無四有兩齊全”具體指哪些內容？ 答：三無指無雞爪子、無羊尾巴、無明接頭；四有指有過電流和漏電保護裝臵、有螺絲和彈簧墊圈、有密封圈和擋板、有接地裝臵；兩齊全指電纜懸掛整齊、設備硐室清潔整齊。

2、井下哪些設施必須有保護接地?

答：電壓在36V 以上和由于絕緣損壞可能帶有危險電壓的電氣設備的金屬外殼、構架，鎧裝電纜的鋼帶或鋼絲、鉛皮或屏蔽護套等必須有保護接地。

3、井下煤塵有哪些危害？

答（1）對人體的危害。工人長期吸入煤塵，輕者引起呼吸道發生炎癥，重者可以導致塵肺病。（2）煤塵在一定的條件下，可以燃燒或爆炸，從而釀成嚴重災害。

4、引起過流故障的原因有哪些？ 答：過電流是指電氣設備或電纜的實際工作電流超過其額定電流值。（1）短路故障，有擊穿、誤操作、機械損傷（2）過負荷包括電源電壓低，頻繁啟動電氣設備、啟動時間長，機械卡堵等（3）斷相，包括熔斷器熔斷，電纜與電動機或開關的連接頭脫落，電纜芯線一相斷線。

5、“五想五不干”內容是什么？

答：一想安全風險，不清楚不干；二想安全措施，不完善不干；三想安全工具，不配備不干；四想安全環境，不合格不干；五想安全技能，不具備不干。

6、大腿骨折用夾板和繃帶進行固定，繃帶應分別扎在什么部位？

答：腋部、胸部、髖部、骨折上端和下端、膝關節、踝關節共7處

五、論述題

敘述井下雜散電流的防治措施。

第四篇：冶金機電類

冶金機電類

銅業公司冶煉廠改造

一 項目概況 二環境概況 三 工程分析

（一）原料，燃料，熔劑，及輔助材料的性質成分來源

（二）主要工藝流程

（三）物料平衡計算

（四）技改工程主要污染物排放量

（五）非正常生產排放分析

注：采用先進成熟的工藝技術和設備，生產中應加強管理，嚴格操作規程，提高工人素質

（六）技改工程前后三本賬 四 環境影響預測

（一）評價因子確定

（二）預測模型選擇

廢水中的特征污染物是重金屬，采用重金屬衰減模型

（三）項目環境影響預測

五 污染防治對策措施的技術經濟分析

包括風險防范措施：一是制酸系統SO2轉化率降低；二是制酸系統故障停產，煙氣直接排空

六 清潔生產水平分析

案例分析 工程分析應包括擬淘汰項目工藝流程，原輔材料及能源消耗，存在的環境問題，污染物產生及排放狀況 污酸，廢水處理站污泥，硫化渣，砷濾餅屬于危險廢物 清潔生產：用能耗，物耗，水耗，單位產品的污染物產生及排放量等指標與國內外同類型先進生產工藝進行比較，定量分析項目的清潔生產水平，技改項目還須與原有生產裝置進行對比，論證技改工程的必要性 改擴建項目環境空氣質量現狀監測應進行無組織排放監控點測試，另外應進行廠區，渣場及界外農田的土壤環境和農作物質量監測 5 外排廢水中一類污染物必須做到裝置或車間出口達標 銅冶煉的環境風險評價重點是系統故障，轉化率下降，故障停車，應急預案

集成電路制造 控制好含氟廢水的處理，然后納入酸堿處理系統，這是確保含氟廢水有效去除F的環保要求，否則就可能形成稀釋排放 在各個污染物固定排放口安裝污染物在線監測系統 3 本評價核心問題：評價區環境質量現狀即區域的環境承載力；論證廠址選擇的環境可行性和總圖布置的合理性；從水資源的供給和利用等方面論證項目選址的可行性；清潔生產水平；對有毒危險品的儲運及風險分析；污染治理措施；污染物達標排放 由于本項目須用多種有毒有害化學品，工程分析應作總物料衡算和主要污染因子，如氟，氯平衡 此類工程應給出全廠生產總流程和標示排污節點的工藝流程圖，應有原輔材料消耗表 清潔生產應從國內外類比調查基礎上從生產工藝，原材料，能源消耗等方面論證，用單位產品的物耗，能耗，水耗，污染物產生量和排放量指標量化分析 7 環境質量監測除例行項目還應監測特征污染物 生產中使用大量化學危險品，應合理確定庫存量，避免發生環境風險

第五篇：機電類個人簡歷

基本資料

姓名： 溫先生 國籍： 中國

目前所在地： 廣州 民族： 漢族

戶口所在地： 四川 身材： 175 cm kg

婚姻狀況： 已婚 年齡： 25 歲

培訓認證： 誠信徽章：

求職意向

人才類型： 普通求職

應聘職位： 技工類：機電一體化技工、技工類：機電組長、工業/工廠類：質檢

工作年限： 9 職稱： 無職稱

求職類型： 全職 可到職日期： 隨時

月薪要求： 3500--5000 希望工作地區： 廣東省 廣州

工作經歷

公司名稱： 東風標致廣州粵標汽車銷售有限公司起止年月：2007-08 ～ 2008-10

公司性質： 股份制企業所屬行業：各種車輛制造與營銷

擔任職務： 機電組長

工作描述： 因集團需要來到粵標工作，主要因公司售后部沒有維修檢驗骨干，全面負責技術輔導，及道路試車質檢工作。參加東風標致（北京培訓站）培訓。

公司名稱： 廣州市北京現代汽車銷售有限公司（宏現東圃店）起止年月：2006-05 ～ 2007-08

公司性質： 股份制企業所屬行業：各種車輛制造與營銷

擔任職務： 機電組長

工作描述： 具有豐富的團隊組建與項目管理與協調經驗；擅長北京現代技術求新，出廠檢驗，道路試車，參加北京現代華南地區（東莞培訓站）培訓。

公司名稱： 佛山市華霸進口汽車維修有限公司起止年月：2003-11 ～ 2005-12

公司性質： 私營企業所屬行業：各種車輛制造與營銷

擔任職務： 機電工大

工作描述： 對大，中，小修能獨立的按時完成，與機電班長研究和發現及排除疑難雜癥。能獨擋一面的能力。

公司名稱： 佛山市南海區小塘鎮美華汽車維修廠起止年月：2000-04 ～ 2003-08

公司性質： 民營企業所屬行業：各種車輛制造與營銷

擔任職務： 機電學徒

工作描述： 配合師傅完成每項工作，不斷的與師傅學習。

教育背景

畢業院校： 廣州市白云技術學院

最高學歷： 中專 畢業日期： 2002-11-01

所學專業一： 汽車維修 所學專業二：

受教育培訓經歷：

起始年月 終止年月 學校（機構）專業 獲得證書 證書編號

1994-03 1997-08 資中縣蘇家灣鎮中心校 初中 初中

2002-09 2002-11 廣州市白云技術學院 汽車維修 中專 ***2

2007-06 2007-08 北京現代華南地區（東莞培訓站）發動機及波箱電路 內部

2008-06 2008-07 東風標致（北京培訓站）多路傳輸，pp2000診斷儀的維護和使用 內部

語言能力

外語： 英語一般

其它外語能力： 英語水平：二級

國語水平： 一般 粵語水平： 一般

技能專長：

專業職稱：機電一體化大工

計算機能力：初級

其它技能:具有多年的進口及國產小汽車機電一體化維修經驗，豐田，本田，北京現代，菲亞特，東風標致，有一定的研究。

發展方向：

具有5s管理，能在工作中不斷的提高自己和同事間的維修水平，不斷的探索與發現，及保險業務和質檢工作。

自我評價：

具有豐富的進口小汽車機電一體化的維修經驗，從事于8年多的小汽車維修。對大，中，小修的各種疑難雜癥的判斷和排除。有駕駛證，具有團隊和奉獻精神，能按時的完成領導安排的各項工作。

月薪要求：3500元，要求提供住宿。

個人聯系方式

通訊地址：

聯系電話： 家庭電話：

手機： ｑｑ號碼：

電子郵件： 個人主頁：http://www.tmdps.cn